具有倍频程带宽的射频输入的负载调制平衡放大器(2017.12 MTT)–从理论到ADS版图

原文: RF-Input Load Modulated Balanced Amplifier With Octave Bandwidth
发表于DECEMBER 2017，在微波顶刊IEEE T MTT上面，使用的GAN CGH40010F（10W）和CGH40006P（6W）

哈哈哈，赚点小钱QAQ，因为要上班，这个论文复现了一个月左右，实现起来复杂性还挺高，费时费力啊。文章中也有详细复现介绍，也可以跟着复现下嘞。手头实在紧也可以联系我，祝发MTT QAQ

全部工程直接下载：具有倍频程带宽的射频输入的负载调制平衡放大器(2017.12 MTT)-ADS仿真工程

现在是2024年了，现在来看这个RF-Input的LMBA到现在已经有差不多6年了，但是这篇论文是非常经典，学习功放和LMBA的推荐阅读下。

0、实现效果展示

由于文中没有给出设计参数，无法直接按照论文复现，所以电路是我自己基于理论调谐的，实现的效果也和作者有所差异。因此我使用作者提出的理论自己设计了一份，电路参数有所不同但是效果基本类似的。下面所提及的电路、效果，如非特别提及，都是我使用作者理论自己设计并在ADS中版图仿真的结果。

0.1、版图展示

0.2、单音信号版图仿真结果

0.3、调制信号与DPD版图仿真结果

1、文章的核心思路

1.1、LMBA经典理论

LMBA的经典理论在之前文章已经详细介绍了，纯理论的介绍可以参考：负载调制平衡放大器LMBA理论分析与ADS理想架构仿真。之前也简单仿真过LMBA的开篇之作，可以参考链接：经典负载调制平衡放大器（LMBA）设计-从理论到ADS仿真。

1.2、单输入RF-Input LMBA理论

传统的LMBA都是双输入的，其两个射频输入口分别为主输入口（平衡功放输入）和控制信号输入口（对平衡功放进行调制）。

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LMBA回退状态

在LMBA架构中，如果想要实现6dB回退，那么控制PA的输出功率要比单个平衡功放低6dB，比平衡对的总输出功率低9dB（因为经典架构里面BA是两个对称的嘛）。例如，在论文LMBA鼻祖An Efficient Broadband Reconfigurable Power Amplifier Using Active Load Modulation中（或博客经典负载调制平衡放大器（LMBA）设计-从理论到ADS仿真），设计的饱和功率在43dBm左右，实际的控制信号是2W（33dBm），大概低10dBm的样子。实际上，饱和时可以近似认为功率是全部由BA输出的，这样计算方便一些。

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LMBA饱和状态
理论上，LMBA饱和时控制信号无输入，控制信号不对BA进行调制，功率全部由BA输出。在LMBA饱和时，功率也几乎全部是BA出的，在饱和时控制功放CA对BA的调制能力非常弱了。此时只能用CA对BA的阻抗区域进行微调。

1.2.1 单输入RF-Input LMBA的功率控制

单输入RF-Input LMBA
要想实现单输入的LMBA，首要的问题是输入功率分配的问题。我们知道，单输入LMBA的难点是在回退时需要控制信号（控制PA输出），但是在饱和时不需要控制信号。简单说，就是控制信号幅度必须随着所需输出功率的增加而降低，使用传统的线性电路很难实现这种关系。但需要注意的是，控制信号功率的相对幅度必须相对于总输出功率减小。也就是说，控制信号功率不需要绝对减小。为了实现这种关系，作者使用了CA的压缩特性，让控制功放提前饱和，这样即使输入信号加大CA的实际输出也不会线性增大，从而近似出CA相对于BA输出功率减小，如下所示：

在实际过程中这该如何实现呢？作者使用了两个规格不同的晶体管，分别是CGH40010F（10W）作为BA，CGH40006P（6W）作为CA。作者定义了一个主 PA 输出功率与控制功率之比：
$$P_{\mathrm{rel}}=P_{\mathrm{main}}/P_{\mathrm{ctrl}}$$
实际上，对于理想LMBA，控制信号CA是可以完全关断的，此时BA匹配至Smith中心，也就是理想匹配：

但是，此时是单数入的架构，CA无法完全没有输出，也就代表主 PA 输出功率与控制功率之比不可能是无穷，因此会导致饱和时匹配不完美。作者实际上也说明了，Prel 设计范围从低功率时的约 2.5 dB 到高输入功率时的约 6 dB。实际上，我们可以简单计算下，CA的饱和是6W（37.78dBm），BA的两个管子加起来饱和是20W（43dBm），差不多就是6dB的Prel了。

1.2.2 单输入RF-Input LMBA的宽带设计

宽带 PA 设计的主要挑战是，高效率区域对应的负载阻抗在 Smith 图上随着频率的增加逆时针旋转，也就是这样的：

这是为什么呢？晶体管最佳效率区域随频率逆时针旋转原因分析中对此进行了详细的分析。

参考负载调制平衡放大器LMBA理论分析与ADS理想架构仿真的内容，传统LMBA的控制信号相位和BA调制关系如下所示，可以看到控制信号的相位增大会导致负载曲线逆时针旋转：

这和这篇论文中的结论一致：

这就要求频率越大，造成的相移也要越大，理解此处的相移需要明确正负关系。总之，需要的相移类似于下图：

这相移是难以使用传统微带电路实现的，对于传统微带线，2GHz的15电长度微带线，相当于4GHz的30电长度微带线，由此的相移如下类似：


！！！作者提出可以使用两者方法实现所需的独特相移特性。

1. 使用非福斯特电路
2. 在主 PA 路径中插入额外的负相移，使这些路径的相位随频率更快地减小。这样相对主路来看控制信号的相移会随频率的增大而增大，满足频率特性，

作者实际使用的是第二种方法。

2、宽带 RF 输入 LMBA 设计

2.1、BA输入匹配设计

2.1.1、BA输入匹配原理图

输入匹配的设计使用基于优化的宽带匹配设计方法，具体设计方式可以参考模板：基于优化的宽带匹配设计方法（模板）—以宽带PA的输入匹配为例。基于源牵引的数据，可以便捷的使用模板进行宽带的输入匹配设计。

在02InputMatchSub原理图中，进行了输入匹配的原理图设计。在初步设计的基础上，使用ADS版图优化方法—使用EM-Cosimulation对版图进行OPTIM的方法直接对版图进行优化。版图优化的原理图在02InputMatchCir_Cosim，其界面如下：

2.1.2、BA输入匹配版图优化

最终的版图优化得到的结果如下所示，基本满足输入匹配的设计要求：

2.1.3、BA输入匹配谐波平衡测试

02InputMatch_HB1TonePAE_FPswp原理图
构建如下的输入匹配测试原理图：

其中PA的输出匹配使用去嵌入的模型，输入匹配使用刚刚设计的输入匹配电路：

运行仿真，得到的在3dB压缩处的性能结果如下所示，可以看到所设计的输入匹配在1.8-3.8GHz的效率、增益都非常不错，设计较为优异（效率65%左右，3dB压缩在40.5dBm以上）：

2.2、BA输出匹配设计

2.2.1、BA输出匹配原理图

两个BA的输出匹配是一样的，因此主要设计一个就够了。一般来说LMBA的BA的输出匹配无需额外设计，主要起个连接作用就行，调制什么的全靠CA去控制。作者论文中给出了BA输出匹配的参考原理图，但是没有给出具体的参数：

2.2.2、BA输出匹配设计原理

!!!非常重要的点来了，输出匹配需要满足什么要求呢？似乎作者在文中没有详细介绍，我们来进行分析。作者实际上实现的是单输入的LMBA架构，因此起输入功率的分配比是固定的，控制PA（CA）无法像传统LMBA一样把阻抗调制到任意的位置。因此，对于宽带而言，其阻抗轨迹要呈现圆形（以50欧姆为中心的圆圈），这样可以只改变相位来实现宽带内的调制，也就是这样（可以看到负载牵引的中心点以50欧姆为中心逆时针旋转）：

但是，传统的晶体管的曲线可不是这样圆圆的给你旋转，因此需要设计BA的匹配电路。例如，CGH40010F的原来的高效率区域需要通过BA的输出匹配转换成这样：

为了满足要求，BA的设计原理图（此处是已经设计满足要求的原理图，和原作者结构类似）如下所示：

此时查看S22的共轭（共轭匹配）就是现在晶体管的效率曲线，如下所示：

此外，在02OutputMatchCirTest原理图中对版图的性能进行了验证，效果是基本一致的。为了进一步验证，可以把设计的输出匹配带入到loadpull中进行牵引（02LoadPull原理图）：

多次改变频率，得到的负载牵引结果如下所示（红色的就是高效率圆，牵引到单管输出功率为34dBm，也就是6dB回退的时候，CGH40010F标准输出是40dBm 10W）：

2.3、CA输出匹配设计

控制PA使用的是CGH40006P，依据官方手册，可以确定其漏极电压和偏置电压：

作者提及CA使用的是AB类偏置，那我们就设置栅极电压为-2.7V即可，漏极电压为20V。依据上面的信息进行负载和源牵引，操作可以参考番外5：ADS功放设计之负载牵引与源牵引，这边直接放出结果了（作者说控制PA的功率为30dBm，但是实际上设计时饱和功率差不多在35dBm，此处按照作者差不多的来设计），此处参考基于优化的宽带匹配设计方法（模板）—以宽带PA的输入匹配为例博客的内容对高效率区域进行提取，直接运行给出代码的main函数即可，提取出的高效率负载阻抗区域如下：

提取出的高效率源阻抗区域如下：

此处先对输出匹配电路进行设计，03CA_OutputMatch_Sub中是CA的输出匹配的原理图，其中的电路结构和论文中的保持一致，使用了基于优化的宽带匹配设计方法（模板）—以宽带PA的输入匹配为例的方法进行优化：

03CA_OutputMatch_Cir是生成的电路版图，使用的是ADS版图优化方法—使用EM-Cosimulation对版图进行OPTIM，因此在EM设置中使用的是EM-Cosim：

在03CA_OutputMatch_Sub_Cosim中对版图进行优化：

优化后的仿真结果如下所示：

可以看到和原作者的几乎一致：

2.4、CA输入匹配设计

此处先对输出匹配电路进行设计，03CA_InputMatch_Sub中是CA的输入匹配的原理图，其中的电路结构和论文中的基本一致，但是额外增加了一段开路微带线用于匹配，使用了基于优化的宽带匹配设计方法（模板）—以宽带PA的输入匹配为例的方法进行优化：

03CA_InputMatch_Cir是生成的电路版图，使用的是ADS版图优化方法—使用EM-Cosimulation对版图进行OPTIM，因此在EM设置中使用的是EM-Cosim：

在03CA_InputMatch_Sub_Cosim中对版图进行优化：

优化后得出的结果如下所示，可以看到基本实现了所需的匹配阻抗：

2.5、CA的整体性能验证

在03CA_Test_HB1TonePAE_FPswp原理图中，对CA的性能进行验证：


当输入功率为20dBm时，得到的效率、增益、输出功率曲线如下所示：

与作者的仿真结果相比，性能差不太多：

2.6、相位控制需求分析

2.3的BA输出匹配设计中提及，查看S22的共轭（共轭匹配）就是现在晶体管的效率曲线，结合理想LMBA的相位曲线，可绘制下图（04LMBA_ideal原理图）：


也就是，实际所需的相位对应关系类似于论文中下图。例如，-180°是CA注入到电桥的相位，此时BA所带来的相移为0°（只考虑BA的相位，电桥啥的不算）：

因此，CA相对于BA的滞后相位要越来越小，如果使用正常的电路进行实现，CA和BA的相位变化速度会几乎一致。作者使用了带通滤波器来加快BA的相位变化（下降）速度，这样CA的相对BA的相位就会增加，其带通滤波器原理图如下所示：

2.6.1、相位补偿带通滤波器设计

作者设计的滤波器的相位响应的斜率为负 6.2°/100 MHz，以实现上述所说的相位移动。这边按照作者给出电路进行带通滤波器的设计（04BandPassFilter原理图）：

在04BandPassFilterCosim原理图中进行了版图优化，版图优化方法参考基于优化的宽带匹配设计方法（模板）—以宽带PA的输入匹配为例：

最终实现的效果如下所示，在2GHz的范围内相位下降为170°左右，相位响应的斜率为负 8.5°/100 MHz（和作者设计的图12中相位斜率几乎一致，虽然作者说自己的斜率是 6.2°/100 MHz，可能判断标准不一样吧）：

2.6.2、理想电桥模拟

因为找不到作者使用的电桥的S参数文件，此处使用理想电桥进行模拟。

仿真时需要用到3dB的电桥，电桥两路输出相位差90°，理想电桥的模拟参考在ADS中使用传输端口参数构建理想元器件模型—以3dB电桥为例。实际的电桥的模型和引脚可以参考射频无源器件之电桥这篇文章的介绍，此处直接引用图片：

在05idealCoupler中构建理想3dB电桥模型：

当然，实际的直通端口延时不是0，但是两路信号的实际输出的相位差是90°，如下图：

2.6.3、CA和BA相位初步仿真

在04BA_PhaseControlTest中进行CA和BA的预先的相位仿真，此处只是大概看一下效果：

由相位差结果可知，设计的电路能够实现所需的相位移动：

2.6.4、CA和BA相位总体仿真

05LMBA_AllCir_01中构建了初步的RF -LMBA的系统原理图：

03LMBA_Test_HB1TonePAE_FPswp中构建如下HB仿真，定义Tune变量进行时延的调整：

此处调整相位延迟线为34mm，进行仿真，结果如下所示，可以看到在1.8-3.8GHz内的复现结果一致性较高：

实际的调制曲线和原文相比也具备一致性：

2.7、系统仿真

2.7.1、系统初步仿真布局

在06SysCir中构建了整体的初步仿真布局：

在06LMBA_Test_HB1TonePAE_FPswp中对版图进行仿真，发现当相位调试线为26mm时候效果较好：

2.7.2、系统最终仿真布局

把理想相位线替换为实际的相位线，最终得到的版图如06SysCir_v1所示：

在06LMBA_Test_HB1TonePAE_FPswp_v1中运行仿真，其最终的仿真结果如下所示：


有些童鞋或许会感觉效果差，但是作者的仿真结果从数值上看也并不好，不过用单输入的架构实现了高回退的超倍频程PA设计，在当年也是牛逼class的了：

2.7.3、DPD仿真

07ACLR原理图，参考番外10：使用ADS对射频功率放大器进行非线性测试2（使用带宽20MHz的64QAM信号进行ACLR、EVM、CCDF测试），要求具备VTB权限才能仿真DPD：