本章将更详细地描述下行链路和上行链路物理层功能，例如编码、调制、多天线预编码、资源块映射和参考信号结构。

9.1　概述

物理层以传输信道的形式向MAC层提供服务，如第6.4.5节所述。在下行链路中，为NR定义了三种不同类型的传输信道：下行链路共享信道（DLSCH）、寻呼信道（PCH）和广播信道（BCH），尽管后两种信道不用于非独立操作。在上行链路中，NR中只有一个上行链路传输信道类型承载传输块，上行链路共享信道（UL-SCH）。NR的整体传输信道处理遵循与LTE类似的结构（参见图9.1）。

处理上下行基本相似，图9.1的结构适用于下行的DL-SCH、BCH、PCH，上行的UL-SCH。映射到PBCH的BCH部分遵循不同的结构，如第16.1节所述，RACH也是如此。在每个传输时间间隔（TTI）内，最多两个动态大小的传输块被传送到物理层，并通过每个分量载波的无线电接口进行传输。两个传输块仅在具有四层以上的空间复用的情况下使用，这仅在下行链路方向上受支持，并且主要在具有非常高的信噪比的场景中有用。因此，在实践中，每个分量载波和TTI最多只有一个传输块是典型的情况。在每个传输块中添加用于检错的CRC，然后使用LDPC码进行纠错编码，速率匹配，包括physicallayer混合ARQ功能，使编码比特数适应调度的资源。码位被置乱并馈送到调制器，最后调制符号被映射到物理资源，包括空间域。对于上行链路，还存在DFT预编码的可能性。上行链路和下行链路之间的差异除了仅在上行链路中可能的DFT预编码之外，主要围绕天线映射和相关联的参考信号。
在下面，将更详细地讨论每个处理步骤。对于载波聚合，为每个载波复制处理步骤，并且本文的描述适用于每个载波。由于大多数处理步骤对于上行链路和下行链路是相同的，因此将联合描述处理，并且在相关时明确提及上行链路和下行链路之间的任何差异。

9.2　信道编码

图 9.2 提供了信道编码步骤的概述，并在以下各节中进行了更详细的描述。 首先，CRC 附加到传输块以促进错误检测，然后是代码块分段。 每个代码块都单独进行 LDPC 编码和速率匹配，包括物理层混合 ARQ 处理，并将生成的比特级联以形成代表编码传输块的比特序列。

9.2.1　每个传输块添加CRC

在物理层处理的第一步中，计算每个传输块的CRC并将其附加到每个传输块。CRC允许接收机侧检测解码传输块中的错误，并且例如可以由混合ARQ协议用作请求重传的触发器。CRC的大小取决于传输块的大小。对于大于3824位的传输块，使用24位CRC，否则使用16位CRC来减少开销。

9.2.2　码块分段

NR中的LDPC编码器被定义为特定的码块大小（基图1为8424位，基图2为3840位）。为了处理大于此的传输块大小，使用代码块分段，其中传输块（包括CRC）被分割成多个大小相等的2代码块，如图9.3所示。

如图9.3所示，代码块分割还意味着为每个代码块计算并附加额外的CRC（长度也为24位，但与上述传输块CRC不同）。在单码块传输的情况下，不应用额外的码块CRC。有人可能认为，在代码块分割的情况下，transportblock CRC是冗余的，并且意味着不必要的开销，因为代码块CRC的集合应该间接地提供关于完整传输块的正确性的信息。然而，为了处理第13章中讨论的码块组（CBG）重传，需要一种机制来检测每个码块的错误。CBG重传是指只重传错误的码块组，而不重传完整的传输块，以提高频谱利用率。每CB CRC还可用于设备以限制在重传情况下的解码仅限于那些CRC未检查的CB，即使未配置每CBG重传也是如此。这有助于减少设备处理负载。传输块CRC还在错误检测方面增加了额外的保护级别。注意，代码块分割仅适用于由于附加传输块CRC而导致的相对额外开销较小的大传输块。

9.2.3　信道编码

信道编码是基于LDPC码的，LDPC码最初是在20世纪60年代提出的，但被遗忘了很多年。它们在20世纪90年代被“重新发现”，从实现的角度来看是一个有吸引力的选择。从纠错能力的角度来看，LTE中使用的turbo码可以获得类似的性能，但是LDPC码可以提供更低的复杂度，特别是在更高的码率下，LDPC码的基础是稀疏（低密度）奇偶校验矩阵H，其中对于每个有效码字c，关系HcT = 0保持不变。设计一个好的LDPC码在很大程度上归结为找到一个好的奇偶校验矩阵H，它是稀疏的（稀疏意味着相对简单的译码）。通常用一个图来表示奇偶校验矩阵，图的顶部连接n个可变节点，底部连接（n-k）个约束节点，这种表示法允许分析（n，k）LDPC码的各种特性。这就解释了为什么在NR规范中使用术语基图。对LDPC码背后的理论的详细描述超出了本书的范围，但该领域有丰富的文献。在NR中使用了以奇偶校验矩阵的核心部分为双对角结构的准循环LDPC码，使得译码复杂度与编码比特数成线性关系，编码操作简单。定义了两个基图BG1和BG2，表示两个基矩阵。之所以使用两个基图而不是一个基图，是为了以有效的方式处理各种负载大小和码率。以中到高的编码速率支持非常大的有效负载大小（这是非常高的数据速率的情况），使用设计用于支持非常低的编码速率的代码是没有效率的。同时，最低的编码速率对于在具有挑战性的情况下提供良好的性能是必要的。在NR中，BG1的编码率设计为1/3到22/24（约0.33-0.92），BG2的编码率设计为1/5到5/6（约0.2-0.83）。通过穿孔，最高的编码速率可以有所提高，最高可达0.95，超过这个值，设备就不需要解码了。BG1和BG2之间的选择基于传输块大小和第一次传输的目标码速率（见图9.4）。基图和相应的基矩阵定义了LDPC码的一般结构。为了支持一系列有效载荷大小，定义了51种不同的提升大小和移位系数集，并将其应用于基本矩阵。

简言之，对于给定的提升尺寸Z，基矩阵中的每个“1”被相应的移位系数循环移位的z x z识别矩阵替换，基矩阵中的每个“0”被z x z全零矩阵替换。因此，可以生成相对大量的奇偶校验矩阵以支持多个净荷大小，同时保持LDPC码的一般结构。为了支持不是51个定义的奇偶校验矩阵之一的本机有效负载大小的有效负载大小，可以在编码之前将已知的填充位附加到代码块。由于NR-LDPC码是系统码，因此可以在传输之前去除填充比特。

9.3　速率匹配和物理层HARQ功能

速率匹配和物理层混合ARQ功能用于两个目的，即提取适当数量的编码比特以匹配分配给传输的资源，以及生成混合ARQ协议所需的不同冗余版本。在PDSCH或PUSCH上传输的比特数取决于广泛的因素，不仅取决于资源块的数目和调度的OFDM符号的数目，而且还取决于用于其它目的的重叠资源元素的量，例如参考信号、控制信道或系统信息。在下行链路中，还可以将保留资源定义为提供未来兼容性的工具（参见第9.10节），这会影响可用于PDSCH的资源元素的数量。对每个代码块分别执行速率匹配。首先，刺穿固定数量的系统位。根据码块的大小，被删失的系统比特的分数可以相对较高，高达系统比特的1/3。如图9.5所示，剩余的编码位被写入循环缓冲器，从非穿孔系统位开始，并继续奇偶校验位。

要传输的位的选择基于从循环缓冲器读取所需的位数，其中要传输的位的精确集合取决于对应于循环缓冲器中不同起始位置的冗余版本（RV）。因此，通过选择不同的冗余版本，可以生成表示相同信息比特集的不同编码比特集，这在实现具有增量冗余的混合ARQ时使用。循环缓冲区中的起始点被定义为使得RV0和RV3都是自解码的，也就是说，包括典型场景下的系统位。这也是RV3位于图9.5中“九点钟”之后的原因，因为这允许在传输中包括更多的系统比特。在接收机中，如第13.1节所述，软组合是混合ARQ功能的重要组成部分。表示接收的编码比特的软值被缓冲，并且，如果发生重发，则使用缓冲比特与重发的编码比特组合来执行解码。除了累积接收的Eb/N0中的增益之外，在不同的传输尝试中使用不同的编码比特，获得额外的奇偶校验比特，并且在软组合之后得到的码率较低，并且获得相应的编码增益。软组合需要接收机中有一个缓冲区。通常，针对第一次尝试成功传输的相当高的概率，因此软缓冲器在大多数时间保持未使用。由于软缓冲区的大小对于最大的传输块大小来说相当大，因此从成本-性能权衡的角度来看，要求接收器缓冲所有的软位（即使对于最大的传输块大小也是次优的）。因此，如图9.6所示，支持有限的缓冲速率匹配。原则上，只有设备可以缓冲的位保留在循环缓冲区中，也就是说，循环缓冲区的大小是根据接收器的软缓冲能力来确定的。对于下行链路，设备不需要缓冲比以2/3速率编码的最大传输块大小更多的软位。注意，这仅限制了最高传输块大小（即最高数据速率）的软缓冲容量。对于较小的传输块大小，该设备能够将所有软位缓冲到母码速率。对于上行链路，在给定足够的gNB内存的情况下，支持全缓冲速率匹配，其中所有软位都被缓冲，而不考虑传输块大小。可以使用RRC信令来配置使用与下行链路相同的原理的有限缓冲速率匹配。速率匹配功能的最后一步是使用块交织器对比特进行交织，并从每个代码块收集比特。循环缓冲区中的位逐行写入块交织器，然后逐列读出。交织器中的行数由调制顺序给出，因此一列中的位对应于一个调制符号（见图9.7）。这导致系统比特分布在调制符号上，这提高了性能。位集合连接每个代码块的位。

9.4　加扰

通过将编码比特序列与比特级加扰序列相乘，将加扰应用于由混合ARQ功能传送的编码比特块。在不加扰的情况下，至少在原则上，接收机处的信道解码器可以与干扰信号与目标信号相等地匹配，从而不能适当地抑制干扰。通过对下行链路中的相邻小区或上行链路中的不同设备应用不同的加扰序列，解扰后的干扰信号被随机化，确保由信道码提供的处理增益的充分利用。下行链路（PDSCH）和上行链路（PUSCH）中的加扰序列取决于设备的标识，即C-RNTI，以及在每个设备中配置的数据加扰标识。如果未配置数据加扰标识，则使用物理层小区标识作为默认值，以确保同一小区中和小区之间的相邻设备使用不同的加扰序列。此外，在两个传输块在下行链路中被发射以支持多于四层的情况下，对这两个传输块使用不同的加扰序列。

9.5　调制

调制步骤将加扰比特块转换为对应的复调制符号块。支持的调制方案包括上行链路和下行链路中的QPSK、16QAM、64QAM和256QAM。此外，对于上行链路，在使用DFT预编码的情况下支持π/2-BPSK，其动机是减少立方度量[60]，从而提高功率放大器效率，特别是对于覆盖有限的情形。注意，在没有DFT预编码的情况下π/2-BPSK既不受支持也不有用，因为在这种情况下，立方度量由OFDM波形控制。

9.6　层映射

层映射步骤的目的是将调制符号分布在不同的传输层上。这是以与LTE类似的方式完成的；每个第n个符号都映射到第n层。一个编码传输块最多可以映射到四层。在仅在下行链路中支持的五到八层的情况下，第二传输块按照与第一传输块相同的原理映射到第五到八层。多层传输只支持与OFDM结合使用，基线波形以NR为单位。在上行链路中使用DFT预编码，只支持单个传输层。这是由接收机复杂性（在多层传输的情况下，使用DFT预编码的情况将显著高于不使用DFT预编码的情况）和最初激励DFT预编码的额外支持的用例（即处理覆盖有限的场景）共同驱动的。在这种情况下，接收到的信噪比对于空间复用的有效利用来说太低，并且不需要支持对单个设备的空间复用。

9.7　上行DFT预编码

DFT预编码只能在上行链路中配置。在下行链路中，以及在上行链路中的OFDM的情况下，该步骤是透明的。在上行链路中应用DFT预编码的情况下，通过如图9.8所示的大小为M的DFT馈送M个符号块，其中M对应于为传输分配的子载波的数量。DFT预编码的原因是为了减少发射信号的立方度量，从而实现更高的功率放大器效率。从实现复杂性的角度来看，DFT大小最好限制为2的幂次方。然而，这样的限制将限制调度器在可分配给上行链路传输的资源量方面的灵活性。相反，从灵活性的角度来看，最好允许所有可能的DFT尺寸。对于NR，采用了与LTE相同的中间方法，其中DFT大小以及资源分配的大小被限制为整数2、3和5的乘积。因此，例如，允许DFT大小为60、72和96，但不允许DFT大小为84，DFT可以实现为相对较低的复数基2、基3和基5 FFT处理的组合。

9.8　多天线预编码

多天线预编码的目的是使用预编码器矩阵将不同的传输层映射到一组天线端口。在NR中，预编码和多天线操作在下行链路和上行链路之间不同，并且除了CSI报告之外，基于码本的预编码步骤仅在上行链路方向上可见。有关如何使用预编码步骤来实现波束形成和不同的多天线方案的详细讨论，请参见第11章和第12章。

9.8.1　下行预编码

在下行链路中，用于信道估计的解调参考信号（DMRS）经受与PDSCH相同的预编码（参见图9.9）。

因此，预编码对接收器不是显式可见的，而是被视为整个信道的一部分。这类似于第8章中在CSI-RS和SRS的上下文中讨论的接收器透明空间滤波。本质上，就实际下行链路传输而言，任何多天线预编码都可以被视为对设备透明空间滤波的一部分。然而，为了CSI报告的目的，设备可以假设在网络侧应用特定的预编码矩阵W。然后，设备假设预编码器将信号映射到CSI-RS的天线端口，CSI-RS用于完成报告的测量。网络仍然可以自由地使用它认为有利于数据传输的任何预编码。为了处理接收机侧波束形成，或者通常是具有不同空间特性的多个接收天线，可以配置DM-RS端口组（用于PDSCH传输的天线端口）5和用于CSI-RS或SS块传输的天线端口之间的QCL关系。作为调度分配的一部分提供的传输配置索引（TCI）指示要使用的QCL关系，或者换句话说，指示要使用哪个接收波束。这在第12章中更详细地描述。如第9.11节中所讨论的，解调参考信号在调度的资源块中传输，并且正是从这些参考信号，设备可以估计信道，包括应用于PDSCH的任何预编码W和空间滤波F。原则上，关于参考信号传输之间的相关性的知识，在无线信道本身引入的相关性和在使用预编码器时的相关性方面，是有用的，并且可以被设备利用以提高信道估计精度。在时域中，设备不允许对PDSCH调度时刻之间相关的参考信号进行任何假设。这对于作为调度过程一部分的波束形成和空间处理具有充分的灵活性是必要的。在频域中，可以对器件的相关特性进行指导。这以物理资源块组（prg）的形式表示。在一个PRG的频率跨度上，设备可以假设下行链路预编码器保持相同，并且可以在信道估计过程中利用这一点，而设备可以在PRG之间不进行这方面的任何假设。由此可以得出结论，在预编码灵活性和信道估计性能之间存在折衷-大PRG大小可以以预编码灵活性为代价提高信道估计精度，反之亦然。因此，gNB可以向设备指示PRG大小，其中可能的PRG大小是两个资源块、四个资源块或如图9.10底部所示的调度带宽。可以配置单个值，在这种情况下，该值用于PDSCH传输。还可以通过DCI动态指示使用的PRG大小。另外，设备可以被配置成在调度带宽大于带宽部分的一半的情况下，假设PRG大小等于调度带宽。

9.8.2　上行预编码

与下行链路类似，用于信道估计的上行链路解调参考信号经受与上行链路PUSCH相同的预编码。因此，同样对于上行链路，预编码不是从接收机的角度直接可见的，而是被视为整个信道的一部分（参见图9.11）。然而，从调度的观点来看，图9.1的多天线预编码在上行链路中是可见的，因为网络可以向设备提供接收机应当用于PUSCH传输的特定预编码矩阵W。这是通过DCI中的预编码信息和天线端口字段来完成的。然后假设预编码器将不同层映射到由网络指示的配置SRS的天线端口。在实践中，这将是与用于进行预编码器选择的测量的网络相同的SRS。这被称为基于码本的预编码，因为要使用的预编码器W是从可能矩阵的码本中选择并显式地发信号的。注意，由设备选择的空间滤波器F也可以被视为预编码操作，尽管没有被网络显式地控制。然而，网络可以通过作为DCI的一部分提供的SRS资源指示符（SRI）来限制F的选择自由。网络还可以使用基于非码本的预编码进行操作。在这种情况下，W等于单位矩阵，并且预编码仅由空间滤波器F基于来自设备的建议来处理。在第11章中详细描述了基于码本和非基于码本的预编码。

9.9　资源映射

资源块映射获取要在每个天线端口上传输的调制符号，并将它们映射到MAC调度器为传输分配的资源块集合中的可用资源元素集合。如第7.3节所述，一个资源块是12个子载波宽，通常多个OFDM符号和资源块用于传输。用于传输的时频资源集由调度器确定。然而，调度资源块中的一些或所有资源元素可能不可用于传输信道传输，因为它们用于：•解调参考信号（在多用户MIMO的情况下可能包括用于其他协同调度设备的参考信号），如第9.11节所述；•其他类型的参考信号，如CSI-RS和SRS（见第8章）下行L1/L2控制信令（见第10章）第16章所述的同步信号和系统信息下行链路保留资源作为提供前向兼容性的手段，如第9.10节所述。用于传输的时频资源由调度器作为一组虚拟资源块和一组OFDM符号发出信号。对于这些调度资源，调制符号以频率第一、时间第二的方式映射到资源元素。选择频率优先、时间优先的映射以实现低延迟，并允许发射机和接收机“动态”处理数据。对于高数据速率，在每个OFDM符号中有多个码块，并且设备可以在接收下一个OFDM符号的同时解码在一个符号中接收的那些码块。类似地，组装OFDM符号可以在传输先前符号的同时发生，从而实现流水线实现。这在时间优先映射的情况下是不可能的，因为在传输可以开始之前需要准备完整的时隙。包含调制符号的虚拟资源块被映射到用于传输的带宽部分中的物理资源块。根据用于传输的带宽部分，可以确定载波资源块，并确定载波上的确切频率位置（参见图9.12的图示）。这样做的原因是，乍一看，虚拟和物理资源块的映射过程有些复杂，这是为了能够处理范围广泛的场景。将虚拟资源块映射到物理资源块有两种方法：非交错映射（图9.12：顶部）和交错映射（图9.12：底部）。要使用的映射方案可以在动态的基础上使用DCI中的位来控制传输。非交织映射是指带宽部分中的虚拟资源块直接映射到同一带宽部分中的物理资源块。这在网络试图将传输分配给具有瞬时有利信道条件的物理资源的情况下是有用的。例如，调度器可能已经确定图9.12中的物理资源块6到9具有有利的无线信道特性，因此优选用于传输并且使用非交织映射。

交错映射使用跨越整个带宽部分并在成对或四个资源块上操作的交错器将虚拟资源块映射到物理资源块。使用具有两行的块交织器，逐列写入和逐行读出成对/四元组的资源块。在交织操作中是使用成对的还是四个资源块是由更高层信令配置的。交织资源块映射的原因是为了实现频率分集，对于小的和大的资源分配，可以分别激发频率分集的好处。对于小的分配，例如语音服务，由于所需的反馈信令的量，从开销的角度来看，可能不激励依赖于信道的调度，或者可能不可能由于不可能跟踪快速移动设备的信道变化。在这种情况下，通过在频域中分布传输的频率分集是利用信道变化的另一种方法。尽管可以通过使用资源分配类型0（参见第10.1.10节）来获得频率分集，但是与传输的数据有效载荷相比，该资源分配方案意味着相对较大的控制信令开销，并且发出非常小的分配信号的可能性有限。相反，通过使用更紧凑的资源分配类型1（其仅能够发信号通知连续的资源分配），结合交织的虚拟到物理资源块映射，可以以较小的相对开销实现频率分集。这与LTE中的分布式资源映射非常相似。由于资源分配类型0可以在资源分配中提供高度的灵活性，因此仅对资源分配类型1支持交织映射。对于可能跨越整个带宽部分的较大分配，频率分集仍然是有利的。在大传输块的情况下，即在非常高的数据速率下，编码数据被分割成多个代码块，如第9.2.2节所述。以频率优先的方式将编码数据直接映射到物理资源块（请记住，从整体延迟的角度来看，频率优先映射是有益的）将导致每个代码块仅占用相当少数量的连续物理资源块。因此，如果信道质量在用于传输的频率范围内变化，则一些代码块的质量可能比其他代码块更差，可能导致尽管几乎所有代码块都被正确解码，但整个传输块仍未能解码。即使由于射频组件中的缺陷导致无线信道平坦，也可能发生频率范围内的质量变化。如果使用交织的资源块映射，则占用虚拟资源块的连续集合的一个代码块将在频域中分布在多个广泛分离的物理资源块上，类似于上一段中讨论的小分配的情况。交织VRB到PRB映射的结果是跨码块的质量平均效应，导致正确解码非常大的传输块的更高可能性。资源块映射的这一方面在LTE中不存在，部分原因是数据速率没有NR中的高，部分原因是LTE中的代码块是交织的。以上讨论一般适用于下行链路。在上行链路中，版本15仅指定连续分配的RF要求，因此交织映射仅支持下行链路传输。为了也在上行链路中获得频率分集，可以使用跳频，其中时隙中的第一组OFDM符号中的数据在由调度许可指示的资源块上传输。在剩余的OFDM符号中，在不同的资源块集合上传输数据，该资源块集合由来自第一集合的可配置偏移量给出。上行链路跳频可以使用DCI中的一个比特来动态地控制传输。

9.10　下行预留资源

NR的关键要求之一是确保前向兼容性，也就是说，允许以简单的方式引入未来的扩展和技术，而不会导致与当时已经部署的NR网络的后向兼容性问题。几个NR技术组件有助于满足这一需求，但是在下行链路中定义保留资源的可能性是更重要的工具之一。保留资源是半静态配置的时间频率资源，PDSCH可以围绕这些资源进行速率匹配。预留资源可以以三种不同的方式配置：
•通过参考LTE载波配置，从而允许在部署在LTE载波之上的NR载波上进行传输（LTE/NR频谱共存），以避免LTE载波的小区特定参考信号（参见第17章中的进一步细节）；
•通过引用核心集；
•通过使用一组位图配置资源集。上行没有预留资源；避免某些资源上的传输可以通过调度来实现。

通过参考已配置的核心集来配置保留资源，用于动态控制控制信令资源是否可以被数据重用（见第10.1.2节）。在这种情况下，保留资源与配置的核心集相同，并且gNB可以动态地指示这些资源是否可用于PDSCH。因此，保留的资源不必周期性地发生，而是可以在需要时使用。配置保留资源的第三种方法是基于位图。资源集配置的基本构建块包括时域中的一个或两个时隙，并且可以由图9.13所示的两个位图来描述：

•第一时域位图，在NR规范中被称为“位图-2”，表示时隙内（或一对两个时隙内）的一组OFDM符号在由bitmap-2指示的OFDM符号集合内，可以保留任意一组资源块，即频域中12个资源元素的块。资源块集由第二个位图表示，在NR规范中称为“bitmap-1”。如果资源集是在载波级别上定义的，则bitmap-1的长度与载波内的资源块数相对应。如果资源集特定于带宽部分，则位图-1的长度由带宽部分的带宽给定。相同的bitmap-1对bitmap-2所表示的所有OFDM符号都有效。换句话说，bitmap-2所表示的所有OFDM符号中都保留了相同的资源元素集。此外，bitmap-1所提供的资源集配置的频域粒度是一个资源块。换句话说，（频域）资源块中的所有资源元素要么保留要么不保留。无论配置为保留资源的资源是实际保留的还是可用于PDSCH，都可以半静态或动态控制。在半静态控制的情况下，第三个位图（bitmap-3）确定由bitmap-1/bitmap-2对或紧身胸衣定义的资源集对于某个时隙是否有效。位图-3的粒度等于位图-2的长度（一个或两个插槽），长度为40个插槽。换言之，由三元组{bitmap-1，bitmap-2，bitmap-3}定义的半静态资源集的整体时域周期长度为40个时隙。

在速率匹配资源集的动态激活/停用的情况下，调度指派中的指示符指示半静态配置的模式对于某个动态调度的传输是否有效。注意，尽管图9.14假设基于时隙的调度，动态指示同样适用于比时隙短的传输持续时间。不应将DCI中的指示器视为与某个插槽相对应。相反，它应该被视为对应于某个调度分配。指示符所做的只是指示，对于给定的DCI定义的给定调度分配，配置的资源集是否应该在分配有效的时间内被假定为活动的。在一般情况下，一个设备最多可以配置8个不同的资源集。每个资源集通过引用CORSEST或使用上面描述的位图方法来配置。通过配置多个资源集配置，可以实现更精细的保留资源模式，如图9.15所示。尽管一个设备可以配置多达八种不同的资源集配置，其中每种配置都可以配置为动态激活，但是这些配置不能在调度分配中独立激活。相反，为了保持合理的开销，调度分配最多包括两个指标。为动态激活/停用配置的每个资源集被分配给其中一个或两个指示，并联合激活/停用或禁用分配给该指示的所有资源集。图9.15显示了一个具有三个配置资源集的示例，其中资源集1和资源集2分别分配给指标1和指标2，而资源集2分配给这两个指标。注意，图9.15中的模式不一定是现实的，而是为了说明的目的而选择的。

9.11　参考信号

参考信号是在下行链路时频网格中占用特定资源元素的预定义信号。NR规范包括以不同方式发送的并且打算由接收设备用于不同目的的几种类型的参考信号。与LTE不同的是，NR使用不同的下行链路参考信号来实现不同的目的，LTE严重依赖于下行链路中的特定小区参考信号来进行相干解调、信道质量估计以进行CSI报告和一般的时频跟踪。这允许针对其特定目的优化每个参考信号。这也符合超瘦传输的整体原理，因为不同的参考信号只能在需要时传输。后来的LTE版本朝着这个方向迈出了一些步伐，但是NR可以更大程度地利用这一点，因为没有遗留的NR设备可以满足需求。NR参考信号包括：•用于PDSCH的解调参考信号（DM-RS）用于作为相干解调的一部分的设备处的信道估计。它们仅存在于用于PDSCH传输的资源块中。类似地，用于PUSCH的DM-RS允许gNB相干地解调PUSCH。PDSCH和PUSCH的DM-RS是本节的重点；用于PDCCH和PBCH的DM-RS分别在第10章和第16章中描述相位跟踪参考信号（PT-RS）可被视为用于PDSCH/PUSCH的DMRS的扩展，并且用于相位噪声补偿。PT-RS在时间上比DM-RS更密集，但在频率上比DM-RS更稀疏，并且，如果配置，则仅与DM-RS结合使用。本章后面将讨论相位跟踪参考信号CSI参考信号（CSI-RS）是下行链路参考信号，打算由设备用于获取下行链路信道状态信息（CSI）。CSI参考信号的特定实例可被配置用于时间/频率跟踪和移动性测量。第8.1节描述了CSI参考信号跟踪参考信号（TRS）是稀疏的参考信号，旨在帮助设备进行时间和频率跟踪。特定的CSI-RS配置用于TRS（见第8.1.7节）探测参考信号（SRS）是由设备发送的上行链路参考信号，用于基站处的上行链路信道状态估计。第8.3节描述了测深参考信号。下面，从用于OFDM的参考信号结构开始，更详细地描述用于PDSCH和PUSCH的相干解调的解调参考信号。在OFDM的情况下，相同的DM-RS结构用于下行链路和上行链路。对于上行链路中的DFT扩频OFDM，如LTE中那样，使用基于Zadoff Chu序列的参考信号来提高功率放大器效率，但仅支持相邻分配和单层传输，如后面部分中所讨论的。最后对相位跟踪参考信号进行了讨论。

9.11.1　基于OFDM的上下行传输所使用的DM-RS

NR中的DM-RS提供了相当大的灵活性，以满足不同的部署场景和用例：支持低延迟的前置设计、支持多达12个用于MIMO的正交天线端口、从2到14个符号的传输持续时间以及每个时隙最多4个参考信号实例，以支持非常高速的场景。为了实现低延迟，有利于在传输的早期定位解调参考信号，有时称为前加载参考信号。这允许接收机尽早获得信道估计，并且一旦获得信道估计，就动态地处理接收到的符号，而不必在数据处理之前缓冲完整的时隙。这与数据到资源元素的频率优先映射的动机基本相同。支持两种主要的时域结构，第一个DM-RS符号的位置不同：•映射类型A，其中第一个DM-RS位于时隙的符号2或3中，并且DM-RS相对于时隙边界的开始进行映射，而不管实际数据传输在时隙中的何处开始。此映射类型主要用于数据占用（大部分）插槽的情况。在下行链路中使用符号2或3的原因是为了在位于时隙开始处的核心集之后定位第一个DM-RS时机映射类型B，其中第一DM-RS位于数据分配的第一符号中，即，DM-RS位置不是相对于时隙边界给出的，而是相对于数据所在的位置给出的。这种映射最初是由一小部分时隙上的传输驱动的，以支持非常低的延迟和其他传输，这些传输得益于不等待时隙边界开始，但可以使用，而不考虑传输持续时间。PDSCH传输的映射类型可以作为DCI的一部分动态地发送信号（详见第9.11节），而对于PUSCH，映射类型是半静态配置的。尽管从延迟的角度来看，前加载的参考信号是有益的，但是在快速信道变化的情况下，它们在时域中可能不够密集。为了支持高速场景，可以在一个插槽中配置最多三个额外的DM-RS场合。接收机中的信道估计器可以使用这些附加场合来进行更精确的信道估计，例如，在时隙内的场合之间使用内插。由于不同的时隙可以被传输到不同的设备和/或在不同的波束方向上，因此不可能在时隙之间或在一般不同的传输场合内插。这与LTE是不同的，在LTE中，信道估计的时隙内插是可能的，但也限制了LTE中与NR相比的多天线和波束形成灵活性。

图9.16中示出了DM-RS的不同时域分配，包括单符号和双符号DM-RS。双符号DM-RS的目的主要是提供比下面讨论的单符号结构可能提供的更多的天线端口。注意，DM-RS的时域位置取决于预定的数据持续时间。此外，并非图9.16所示的所有模式都适用于PDSCH（例如，PDSCH的映射类型B仅支持持续时间2、4和7。在每个DM-RS场合中可以创建多个正交参考信号）。不同的参考信号在频域和码域中被分离，并且在双符号DM-RS的情况下，另外在时域中被分离。可以配置两种不同类型的解调参考信号，类型1和类型2，其在频域中的映射和正交参考信号的最大数目上不同。类型1可以使用单符号DM-RS提供多达四个正交信号，使用双符号DM-RS提供多达八个正交参考信号。类型2的相应数字为六和十二。参考信号类型（1或2）不应与映射类型（A或B）混淆；不同的映射类型可以与不同的参考信号类型组合。参考信号最好在频域中具有小的功率变化，以允许对参考信号跨越的所有频率具有类似的信道估计质量。注意，这相当于发射的参考信号的聚焦良好的时域自相关。对于基于OFDM的调制，使用伪随机序列，更具体地说是长度为231 1的Gold序列，其满足对聚焦良好的自相关的要求。该序列跨频域中的所有公共资源块（crb）生成，但仅在用于数据传输的资源块中传输，因为没有理由估计用于传输的频率区域之外的信道。

在多用户MIMO（参见图9.17）的情况下，跨所有资源块生成参考信号序列确保相同的基础序列用于在重叠的时间-频率资源上调度的多个设备（在伪随机序列之上使用正交序列以获得多个正交参考序列）来自同一伪随机序列的信号（稍后讨论）。如果底层伪随机序列在不同的共同调度设备之间不同，则得到的参考信号将不是正交的。伪随机序列是使用可配置的标识生成的，类似于LTE中的虚拟小区ID。如果没有配置标识，则默认为物理层单元标识。返回到类型1参考信号，基础伪随机序列被映射到用于参考信号传输的OFDM符号的频域中的每一秒子载波，关于假设仅使用前加载的参考信号的说明，参见图9.18。

天线端口s1000和1001在频域中使用偶数子载波，并且通过将基本伪随机序列与频域中不同长度的2个正交序列相乘而彼此分离，从而导致两个天线端口的两个正交参考信号的传输。只要无线信道在四个连续的子载波上是平坦的，两个参考信号在接收机处也是正交的。天线端口1000和1001被称为属于CDM组0，因为它们使用相同的子载波，但是在码域中使用不同的正交序列进行分离。天线端口1002和1003的参考信号属于CDM组1，并且以相同的方式使用奇数子载波生成，即，在CDM组内的码域和CDM组之间的频域中分离。如果需要四个以上的正交天线端口，则使用两个连续的OFDM符号。在每个OFDM符号中使用上述结构，并且使用长度为2的正交序列来扩展码域分离以也包括时域，从而产生总共多达八个正交序列。

解调参考信号类型2（参见图9.19）具有与类型1相似的结构，但是存在一些差异，最显著的是所支持的天线端口的数量。类型2的每个CDM组由两个相邻的子载波组成，在这些子载波上使用长度为2的正交序列来分离共享同一组子载波的两个天线端口。在一个CDM组的每个资源块中使用两对这样的子载波。由于在一个资源块中有12个子载波，因此在一个OFDM符号中使用一个资源块可以创建最多三个CDM组，每个CDM组具有两个正交参考信号。通过使用与类型1相同的第二个OFDM符号和时域长度2序列，类型2最多可以产生12个正交参考信号。虽然类型1和类型2的基本结构有许多相似之处，但也有不同之处。类型1在频域中更密集，而类型2用频域密度换取更大的复用容量，即更多的正交参考信号。这是由对多用户MIMO的支持推动的，多用户MIMO同时传输到相对大量的设备。要使用的参考信号结构基于动态调度和更高层配置的组合来确定。如果配置了双符号参考信号，则使用下行链路控制信息向设备传送的调度决策向设备指示是使用单符号还是双符号参考信号。调度决策还包含设备的信息，该设备具有预期用于其他设备的参考信号（更具体地说，哪些CDM组）（参见图9.20）。

所调度的设备映射其自身的参考信号以及预期用于另一设备的参考信号周围的数据。这允许在多用户MIMO的情况下动态地改变协同调度设备的数量。在同一设备的多个层的空间复用（也称为单用户MIMO）的情况下，使用相同的方法，每一层使得对应于拟用于同一设备的另一CDM组的资源元素未使用。这是为了避免参考信号的层间干扰。上面的参考信号描述适用于上行链路和下行链路。但是注意，对于基于预编码器的上行链路传输，上行链路参考信号在预编码器之前应用（参见图9.11）。因此，发送的参考信号不是上述结构，而是其预编码版本。

9.11.2　基于DFT预编码的OFDM上行传输所使用的DM-RS

DFT预编码OFDM仅支持单层传输，其设计主要考虑了覆盖挑战的情况。由于低立方度量和相应的高功率放大器效率对于上行链路DFT预编码OFDM的重要性，参考信号结构与OFDM情况有所不同。本质上，与来自同一设备的其它上行链路传输进行频率复用的传输参考信号不适合于上行链路，因为这将由于增加的立方度量而对设备功率放大器效率产生负面影响。相反，时隙中的某些OFDM符号专门用于DM-RS传输，即，参考信号与从同一设备在PUSCH上传输的数据进行时间复用。然后，参考信号本身的结构确保这些符号内的低立方度量，如下所述。在时域中，参考信号遵循与配置类型1相同的映射。由于DFT预编码OFDM仅能够进行单层传输，并且DFT预编码OFDM主要用于覆盖挑战的情况，不需要支持配置类型2及其处理高度多用户MIMO的能力。此外，由于多用户MIMO不是DFT预编码OFDM的目标场景，因此对于相应的OFDM情况，不需要跨所有公共资源块定义参考信号序列，但是仅为所发送的物理资源块定义序列就足够了。上行链路参考信号最好在频域中具有小的功率变化，以允许参考信号跨越的所有频率具有类似的信道估计质量。如前所述，对于OFDM传输，它是通过使用具有良好自相关特性的伪随机序列来实现的。然而，对于DFT预编码OFDM的情况，作为时间函数的有限功率变化对于实现发射信号的低立方度量也是重要的。此外，为了避免在不同小区中调度多个设备时的限制，应提供与特定参考信号带宽相对应的给定长度的足够数量的参考信号序列。满足这两个要求的一种序列是Zadoff Chu序列，在第8章中讨论。从具有给定群索引和序列索引的Zadoff Chu序列，可以通过在频域中应用不同的线性相位旋转来生成额外的参考信号序列，如图9.21所示。这与LTE中使用的原理相同。

9.11.3　相位跟踪参考信号

相位跟踪参考信号（PT-RS）可被视为DM-RS的扩展，用于跟踪传输持续时间（例如，一个时隙）内的相位变化。这些相位变化可能来自振荡器中的相位噪声，主要是在相位噪声趋于较高的较高载波频率处。这是NR中存在但LTE中没有相应信号的参考信号类型的示例。这部分是由于LTE中使用的较低载波频率，因此问题较少的相位噪声情况，并且部分是由于LTE中存在可用于跟踪目的的小区特定参考信号。由于PT-RS的主要目的是跟踪相位噪声，因此PT-RS需要在时间上是密集的，但在频率上可以是稀疏的。PT-RS仅与DM-RS一起出现，并且仅当网络已将PT-RS配置为存在时。根据使用的是OFDM还是DFTS-OFDM，结构会有所不同。对于OFDM，PDSCH/PUSCH分配中的第一参考符号（在应用任何正交序列之前）从分配中的第一OFDM符号开始，每Lth OFDM符号重复一次。重复计数器在每个DM-RS场合被重置，因为在DM-RS之后不需要立即进行PT-RS。时域中的密度以可配置的方式链接到计划的MC。在频域中，相位跟踪参考信号在每第二或第四资源块中被传输，从而产生稀疏的频域结构。频域中的密度与调度的传输带宽相联系，使得带宽越高，频域中的PT-RS密度越低。对于最小带宽，不传输PT-RS。为了降低与在重叠的频域资源上调度的不同设备相关联的相位跟踪参考信号之间的冲突的风险，用于PT-RS传输的子载波数目和资源块由设备的C-RNTI确定。用于PT-RS传输的天线端口由DM-RS天线端口组中编号最低的天线端口给出。PT-RS映射的一些示例如图9.22所示。对于上行链路中的DFT预编码OFDM，在DFT预编码之前插入表示相位跟踪参考信号的样本。时域映射遵循与纯OFDM情况相同的原理。

<完>