本章介绍功率放大器的基本工作模式或类别，展示如何构建非线性器件模型以便应用基础理论设计功率放大器。然后在电路仿真环境中实现设计以便演示不同类别的放大器工作状态，如图一。此外有助于设计人员实现理论上的工作状态，确定器件或电路在哪些方面偏离理想状态，帮助设计人员在功放设计时调和理论与实践的脱节，并改善设计。

图一

        射频功率放大器包含有哪些基本工作类别？首先明白一点，只要电压和电流在同一时刻存在，功率就会在设备中耗散，所以如果能减少设备有电流流过的时间，电压和电流波形的重叠就会减少，从而提高效率。如图二、三对比。

图二

图三

        放大器工作状态在由A类向AB类并向B类转变过程中，就是通过上述原理，减少流过晶体管的射频波形的大小量，从而达到更高的效率。下面构建一个简单的器件模型，然后用这个模型进行功率放大器设计，然后工作在不同的工作状态下来解释上面的概念。

        从设计人员的角度来说，无论何种类型的放大器都必须通过晶体管来获得一定的类型的增益。例如，输入电压经过电阻器然后通过跨导放大来获得输出电流，这就是晶体管小信号模型。对于大部分线性放大器来说，晶体管小信号模型已经满足设计要求了。但是对于功率放大器设计，需要额外考虑大信号区域，这比理想源提供的线性增益特性要复杂很多。首先，需要对非线性跨导进行建模来确定超出指定阈值电压后晶体管的工作机制，为什么需要建模跨导？因为大信号可能会高于阈值，进而对输入信号进行整流。换句话说就是，波形周期部分时间内，晶体管将会关闭。实际设计中也是利用这个特性来改变放大器工作类别。在输出端，晶体管超过某个阈值后就会进入饱和区域，这个阈值就是拐点电压，理想情况下的它接近零。这个特性建模限制了由外部负载阻抗施加到期间上所确定的负载线，所以负载确定了晶体管上的电压和电流摆动的轨迹。电压和电流的值必须遵从由器件负载线上的有效点确定的值。如图四。

 图四

        实际晶体管的这些曲线的开启部分本质上符合指数型或者平方律型，但是如果要实现典型的功率放大器波形，这些区域还需要进行理想化 ，这也就是实际条件下很难达到理想工作状态的部分原因之一，如图五、六。软件处理这些很简单，对于线性增益模块，使用压控电流源的元件，对于非线性模块；使用的是称为符号定义器件的元件，这一元件可以通过公式来确定输入与输出的关系，如图七。对于非线性跨导，实际上使用if-then条件语句来对输入信号进行整流。如果输入大于零，输出仅仅是跟踪输入，如果输入小于零，那么输出保持为零。如何为拐点电压建模呢？使用符号定义器件来实现反向偏置二极管，所以需要输入二极管公式，在图七的右下角红圈，此外还需要使用数学方法对其进行偏置，从而使得二极管正好在零点开启；这一步还需要把拐点电压设置为零，如果电压波形下降超过零点，二极管就会开启并减小电流，也就是基本上会关断器件，以上还需要取决于实际所用器件的类型。实际上上述提供的是从饱和区过渡到截止区的一种连续的数学实现方法，这个有助于在仿真器中实现收敛。

图五

 图六

图七

        

        接下来展示一些ADS中的器件模型，其中包含上述模块以及其他特性，比如寄生效应等。如图八。接下来对理想器件进行支流仿真，并扫描输入和输出电压。如图九、十(图八是图九中晶体管的等效模型)。

图八

   

图九

 图十

        这一模型的大信号特性如图十一。可以看到完美整流的跨导，以及在零点开启的一组平坦的输出曲线。以上是非线性的器件模型。接下来讨论如何设计功率放大器。

图十一 

        现在用峰峰值信号表示Pout，因为这样做可以分离直流项和射频项。接下来就是在直流负载曲线上绘制负载线，这将定义峰峰值电压与峰峰值电流之比，最终帮助确定最大输出功率。如图十二。如果指定了拐点电压和静态直流偏置点，就可以假设电压将在静态工作点周围对称摆动，并且沿着这条路径到达的点称之为V-max。同时电流将在该点附近摆动，但是摆动不一定是对称的，所以此时需要假设就是一旦电流达到零，在电压摆动达到V-max时，电流都将停留在零点。基于以上假设，只需要知道两个直流点即可构建负载线模型，甚至可以根据这一数据和这些波形来构建正弦射频波形或者根据耗散功率直接从时域波形计算效率。如图十三。以上可以在ADS中实现这些公式以构建功能强大的负载线实用工具。图十四所示工具可以提取出任何给定器件的众多重要信息，来帮助设计功率放大器。

图十二

        

图十三

 

图十四

 

        图十四所示工具能够处理任意的I-V曲线组，所以如果由实际器件，也可以使用该工具 。接下来演示这一工具是如何处理刚才构建的晶体管模型从而获得理想I-V曲线组。根据前面的扫描结果可知，最大电流为大约500mA,将游标1放到该电流的拐点电压处，然后将静态工作点游标2设置为250mA和5V，如图十五。由此得到负载值大约为20欧姆，最大输出功率大约为28dBm,最高效率为50%，这就是A类功率放大器。或者说导通角是360°，意味着所有波形都可以传导，如图十六。继续改变静态偏置点，如果保持电压不变，减小电流，那么由于电流波形经过整流，所以导通角会减小，而效率会提高。因此小信号增益仍然不变，而大信号增益会下降，换句话说就是有一部分的增益是发生在最大负载摆幅处，如图十七所示。

 

图十五

图十六

 图十七

         因此仍然有可能实现这一输出功率，只不过驱动能力要更大才能达到这一功率，这就是AB类功率放大器，因为其导通角在180°到360°之间。现在降低偏置点到阈值同时保持电压偏置不变，如图十八，现在就是B类工作模式。因为只有一半的输入信号传导过去，即导通角变成了180°，小信号和大信号的增益都降低了6dB。在B类工作模式下，效率可以提高到78.5%，即理论上的最大值。以上所有的结果都是基于从器件和功率放大器设计公式得到的直流曲线。

图十八

        接下来对这一器件(如图十九、二十)进行一次大信号谐波平衡仿真，来查看预测值与公式计算值是否一致。 

图十九

图二十

        谐波平衡仿真设置如图二十一 ，设置仿真对模型进行输入功率扫描，从-15dBm~20dBm，如图二十一。通过变量在输入端设置偏置点，在输出端设置负载线，如图二十二。

图二十一

 图二十二

         仿真后数据显示窗口如图二十三，可以通过滚动条来改变输入功率，并查看时域电压和电流波形，还可以查看实际的射频负载线、经过整流后的输入信号，以及所有输入功率条件下完整功率压缩曲线。随着输入信号功率增加到功放进入压缩模式的曲线点，此时非常接近设计公式中直流曲线预测的值，如图二十四。

 

 图二十三

图二十四

        如果将功率增加到超过负载线达到拐点电压时的点，此时波形开始受到二极管的限幅作用且功率下降。在输入端，信号也开始进行整流，占空比降低，此时功放已经不属于A类工作模式了，如图二十五。

图二十五

        现在介绍AB类工作模式，从原理图开始，此时将静态电流设置在A类和B类偏置点之间，在V1上也许是大约在0.5V左右。根据定义，这一模式需要使用谐波短路端子来保持正弦电压波形，所以在输出端添加高Q值谐振器来实现这一功能，然后重新运行仿真，如图二十六所示。

图二十六

        此时应该注意到压缩曲线的线性度变得非常差，如图二十七。但是调节输入功率以便将有效增益压缩考虑在内，结果将再次与直流公式中的预测值一致。另外还需要注意，谐振器似乎可能对基波负载有点影响，使得增益稍高于最初的预测值，而功率略低于最初的预测值，但是效率和总体输出功率仍然非常接近。现在来演示实现B类工作模式，只需要将原理图中的输入偏置电压设置为零，如图二十八。这会初始化功率放大器，使其传导正好一半的射频波形，重新进行仿真。

图二十七 

 图二十八

        如图二十九，现在PA在功率回退点处看去是线性的，但是与预期的一样，增益降低了6dB,现在总增益只有10dB,PA仍然具有压缩特性，这是由于负载线达到拐点电压所致的。 但是在负载线正好达到拐点电压的地方，我们实际上已经获得了所预期的78.5%左右的效率值。如图三十。

图二十九

图三十

         以上大致介绍了功率放大器的理想工作模式，虽然很理想化，但是在理解后有助于知道实现理想工作都需要些什么条件，有助于明确是什么因素影响了器件或者设计达到理想的工作状态。在提供的工程中，举例说明了交互式负载线发生器是如何处理更真实的直流曲线。此外这一工程还提供了向器件添加射频寄生效应的选项，由此可以查看在更高频率上发生的情况。加入更真实的参数，再次查看理想模型的变化以及性能下降，有助于解释为什么使用真实器件很难实现理想的效率值。寄生效应的添加有助于认识到为什么负载牵引对于高频设计很重要所以工程中添加了简单的负载牵引模板，可以对器件模型进项基本的负载牵引，并改变寄生效应来查看它是如何改变等高线图的。