MOSFET 驱动设计

由于 MOSFET 的栅极 G 和源极 S 以及栅极 G 和漏极 D 之间隔着氧化物（即绝缘层），所以 MOSFET 也叫绝缘栅场效应晶体管。常用于控制负载电路的通断，这种就属于功率 MOSFET，专用于驱动大功率负载。

1. 直接驱动

在控制领域，控制芯片发出的控制信号输出功率（电压/电流）有限，只能驱动极小功率的负载。比如驱动小功率 LED，LED 阴极接地阳极接至控制芯片的控制管脚，只要管脚输出高电平即可驱动 LED。

2. 间接驱动

为了能让控制芯片控制大功率负载（比如电机，电磁铁），我们需要设计一个转换电路，由这个电路驱动负载，控制芯片负责指挥这个电路即可。这种电路就是驱动电路，可以接受控制器的控制信号，并且具有足够的功率来驱动负载。

图中利用三极管饱和/截止特性，把三极管当作一个高低电平就能控制的电子开关高电平三极管导通，低电平三极管关断，这样 GPIO 就能控制 OUT 端子的输出。

通过这个三极管构成的驱动电路使得 GPIO 可以任意控制 VCC，让 VCC 输出代替 GPIO 输出驱动大功率负载，GPIO 输出功率不够，VCC 功率总够了吧。

3. MOSFET

使用三极管只能设计出较小输出功率（能承受的电流较小，这里是物理限制，承载大电流容易烧毁）的驱动电路，还有三极管的开关速度有限，所以开关损耗较高（开关速度越快开关损耗越小）。使用 MOSFET 设计驱动电路是更完美的选择，可以承载更大的电流和更快的开关速度（开关损耗小）。

因为其控制电极与导电器件隔离（绝缘层），所以不需要连续的导通电流，一旦 MOSFET 晶体管开通，它的驱动电流几乎为零。

有四种类型 MOSFET 可以选择，N 沟道增强型，P 沟道增强型，N 沟道耗尽型，P 沟道耗尽型，一般只用 N 沟道增强型 MOSFET 去设计驱动电路。

4. 栅极驱动

MOSFET 在负载驱动电路中的作用和三极管相同，可以接收控制信号，根据控制信号来开通关断负载驱动电路。

区别在于三极管和 MOSFET 两者接收的控制信号是不同的，三极管是电流驱动型器件，而 MOSFET 是电压驱动型器件，几乎不依赖电流（除栅极处于充电时）。

所以三极管不关心基极和发射极之间的电压大小，只要有足够大的电流即可导通，而 MOSFET 必须向栅极施加高于额定栅极阈值电压 VGS(th) 的电压才能导通。

N 沟道 MOSFET 的开通条件为栅源电压 VGS 的大小，就是需要在其栅极 G 上施加比源极 S 上更高的电压，要求 VGS 最低要达到 MOSFET 的开通阈值电压 VGS(th)，注意：达到该值才刚刚导通而已，只有在推荐的栅源电压驱动下 MOSFET 才会表现出低导通电阻，但这个值远高于 VGS(th) 值。

导通电阻

MOS 还有另外一个特性，漏源导通电阻值 RDS(ON) 取决于栅源电压 VGS，例如在 VGS 为 1.5 V 时，RDS(ON) 为 840 mΩ，而在 4.5 V 时，仅为 235 mΩ。

例如，小型高速开关器件 SSM3K56FS 的 Vth 在 0.4 V 至 1.0 V 之间时，在漏极-源极电压（VDS）为 3.0 V 时，漏极电流（ID）仅为 1 mA 。而在 4.5 V 时电流可以达到 800 mA。

当 RDS(ON) 较大时，MOS 会产生更大热量，电阻大产生的压降更大流过的电流更小，所以降低导通电阻 RDS 需要提高给定栅极电压才能实现，当然栅极电压是有极限的，不能超过最大允许的栅源电压。

栅极驱动

MOSFET 需要较高的 VGS 那怎么办呢？答案是使用 MOSFET 设计负载驱动电路的同时给 MOSFET 的栅极也设计一个驱动电路，这个电路就叫 MOS 绝缘栅驱动，你可以理解为负载驱动电路的驱动电路。

微控制器输出通常不适合用于驱动功率较大的晶体管，所以栅极驱动电路作用是放大来自微控制器或其他来源的低电压或低电流信号。

5. 驱动设计

MOSFET 栅极驱动电路，除了可以解决控制器无法输出足够的栅源电压 VGS 的问题之外，还可以顺便改善 MOS 性能，比如提高 MOSFET 开通和关断速度。所以一个 MOSFET 的栅极驱动电路需要满足一下这些要求：

(1) 增加驱动能力，即使控制器输出小控制信号，依旧能驱动 MOSFET 工作。

(2) 降低导通损耗，开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使 MOSFET 栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡。

(3) 降低关断损耗，关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供 MOSFE T栅源极间电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断。

(4) 去除耦合到电路中的噪声，开关导通期间驱动电路能保证 MOSFET 栅源极间电压保持稳定且可靠不导致误开通关断。

(5) 根据情况施加隔离，防止高压电流击穿控制器。

5.1 Totem-Pole

使用三极管构成图腾柱电路，两个基极-发射极结可防止互相反向击穿，这种驱动电路作用在于，提升电压/电流提供能力，迅速完成对于栅极输入电容电荷的充电过程。

由于三极管本身存在导通时间，所以这种拓扑延长了 MOSFET 开通时间（两种器件叠加后总开通时间比 MOSFET 或三极管各自的开通时间更长），但是减少了关断时间（ OUT 端输出低电平时低端三极管导通可以快速泄放栅源极间电容电压），开关管能快速开通且避免上升沿的高频振荡。

三极管能实现图腾柱电路，那小功率 MOS 自然也能实现。该电路是反相驱动器，因此 PWM 输出信号必须为反相。此外 MOSFET 比双极晶体管更贵，并且当共栅极电压转换时会产生较大的击穿电流，因此很少以分立器件的形式实现，但广泛应用于 IC 内部的实现，因为这个问题可通过增加逻辑或时序组件来解决。

该电路是反相驱动器的原因：

由于 PMOS 位于上端 NMOS 位于下端，所以 OUT 输出高电平时，下管 VGS 为正下管导通，驱动电路输出低电平，输出管截止，OUT 输出低电平时，上管 VGS 为负上管导通，驱动电路输出高电平，输出管导通。

5.2 速度增强电路

MOSFET 开通速度通常受到电路中其他器件的关断过程或反向恢复速度的限制，例如 MOS 的开通与整流器二极管的关断同时发生，因此，最快的开关操作由二极管的反向恢复特性决定，而不是栅极驱动电路的强度（多种器件组合之后最快的开关操作由响应最慢的器件特性决定）。

5.2.1 关断二极管

此电路中，R(GATE) 允许调整 MOSFET 开通速度，在关断过程中，反向并联二极管会对电阻器进行分流，以加速释放 MOSFET 栅源寄生电容电压，从而达到快速关断的效果。

D(OFF) 只有在栅极电流 $I_G$ 高于以下表达式时才起作用。

$$I_G>\frac{V_D}{R_{GATE}}$$

随着栅源极电压接近 0V，二极管的作用越来越小。所以，此电路能显著减少关断延迟时间，但只会增量化改进开关时间和 dv/dt 抗扰性。另一个缺点是，栅极关断电流仍然必须流经驱动器的输出阻抗。

5.2.3 PNP 关断电路

PNP 关断电路是最常用的快速关断电路设计在 Q(OFF) 的帮助下，在关断期间栅极和源极在 MOSFET 端子处形成局部短路。R(GATE) 限制开通速度，D(ON) 为开通电流提供路径。而且，D(ON) 二极管可以保护 Q(OFF) 的基极-发射极结，防止在开通过程开始时出现反向击穿。

图中要控制关断的 MOSFET 是属于 N 沟道增强型 MOS，NMOS 在栅源电压 VGS 大于 0 时才能开通，VGS 为 0 时关断。所以 OUT 输出低电平来关断 MOS 时 PNP 三极管导通到 GND （关断期间栅极和源极在 MOSFET 端子处形成局部短路）加速释放 MOSFET 栅源寄生电容电压。

缺点：电路由于 Q(OFF) 的基极-发射极结上的压降，它始终不能将栅极拉至 0V。

5.2.4 NPN 关断电路

既然可以使用 PNP 三极管实现关断，同理也可以使用 NPN 三极管实现，电路的逻辑原理类似，差别在与 PNP 晶体管相比，NPN 晶体管能够使栅极更接近于 0V。而且，此实现可提供自偏置机制，使 MOSFET 在上电期间保持关断状态。

缺点：NPN 关断晶体管 Q(OFF) 为反相级，需要 Q(INV) 提供的反相 PWM 信号。反相器在 MOSFET 导通时会消耗驱动器中的电流，因此降低了电路效率。而且，Q(INV) 在导通时达到饱和状态，这会延长栅极驱动中的关断延时。

5.2.5 NMOS 关断电路

此电路可提供非常快的开关速度，可将 MOSFET 栅极完全放电至 0V，但是在控制器上电过程中主功率 MOSFET 的栅极处于悬空状态，对于严格要求保持状态的控制，这可能会导致一些不可控因素。

要考虑的另一个重要因素是，Q(OFF) 的 C(OSS) 电容与主功率 MOSFET 的 C(ISS) 电容并联，这会增加驱动器需要提供的有效 “总栅极电荷”。

5.3 dv/dt 防护电路

$dv/dt$ 指的是电压在一段时间上的变化，即电压变化速率，实际上就是电压在时间上的微分，写成下方表达式就很好理解了。

$$\frac{dv}{dt}=\frac{v_t-v_0}{t_t-t_0}$$

引用到 MOSFET 是指开关瞬态过程中漏极 D 源极 S 电压的变化率。注意：$dv/dt$ 专门指 MOS 漏极 D 源极 S 两端电压的变化率，所以可以这样写 $d{v}_{ds}/dt$。

如果 MOS 处于完全导通的状态下类似导线，导线两端电压为 0，所以此时 DS 之间电压 VDS 为 0，当 MOS 关断时，其 DS 之间的电压从 0上升到 VDS(off)。

如果关断的时间很短那么，那么根据公式可知电压变化速率很大，比如两端电压为 64V，开关频率为 100KHz，可得。（实际上这就是压摆率）

$$\frac{VDS(off)-0}{dt}=\frac{64V}{10us}=6400(kV/s)$$

高开关速度必然会有较高的压摆率，过高的压摆率会带来 EMI 干扰，这是信号中的谐波成分所致。

如果 $dv/dt$ 太大，可能发生振铃，发生误触发（误开通），例如误开通导致半桥电路上下管同时导通，进而可能导致 MOSFET 损坏。因此，某些 MOSFET 会规定 $dv/dt$ 强度值。

dv/dt 误触发

dv/dt 引起误触发的原因是实际 MOS 不是理想的，内部会包含各种等效寄生器件，例如等效串联电阻，寄生电感，寄生电容，等等，下图。

（专业手册都会标识寄生参数，要重点查看这些参数）

第一种，当 MOS 关断的时候 DS 两端电压瞬间上升到 VDS(off)，电压通过 GS 两端等效电容，产生比较高的电压，达到 MOS 的 VGS(th)，导致 MOS 再次开通。

第二种，MOSFET 关断时流经寄生电容的瞬态充电电流流过基极电阻，导致寄生双极晶体管（三极管）的基极和发射极之间产生电位差，使寄生双极晶体管导通，引起 MOS 短路的效果造成 “假击穿” 的现象。

解决办法

在 MOS 关断时，防止误开通，应当尽量减小关断时驱动回路的阻抗，还可以在 G的输入端增加 PNP 三极管管，强制导通到 GND，这就是 “米勒钳位电路”。

振铃现象

用示波器测量 MOS 管栅极信号波形，会发现 MOS 管开通时，其栅极波形会出现类似于正弦波的阻尼振荡，栅极信号震荡会导致 MOS 开关不稳定，降低其抗干扰能力，还会增大开关损耗，下图就是振铃波。

问题同样来自 MOS 内部的寄生器件，内部寄生的 R(GT)，L(GT)，C(GS) 构成了 LCR 串联谐振电路，所以在控制栅极 G 开关 MOS 时，由于电容电感的充放电，就会出现振铃波。

解决办法

解决问题的关键就是 R(GT) 电阻，对于 LCR 振荡电路而言，电阻 R 是耗能器件，每一次振荡，都会消耗能量，而减弱下一次的振荡幅值，所以振铃波幅值值越来越小的原因。

寄生电阻 R(GT) 其阻值很小，所以可以在 MOS 外部在串联一个电阻，串联电阻的阻值计算公式如下。

$$R(G)=2\times \sqrt{\frac{L_S}{C_{ISS}}}-(R_{DV}+R_{G,I})$$

其中 R(DV) 是外部 PCB 网络走线寄生电阻，大电阻能缓解电压过冲的问题，但是太大了又会导致 MOS 开启速度过慢，所以需要综合考虑。

5.4 自举驱动电路

当输入电压电平无法为高侧 N 沟道 MOSFET 使用直接栅极驱动电路时，可以考虑使用自举栅极驱动技术的原理。

只有 G 极比 S 极高一个开启电压 VGS(th) 之后，MOS 才会导通（这里指NMOS）,但是如下图。

图中使用 VCC2 驱动 G 极，但是由于负载 R 中流过电流 ID 时存在压降（欧姆定律），导致 S 极电压为负载两端电压（被抬升），所以最终的栅源电压 VGS 是

$VGS=VCC2-ID\times R$

一般 MOS 需要使用较高电压进行驱动，VGS 变小了虽然也能导通，但是导通电阻 R(DS) 比用 VCC2 驱动更大，带来更大的发热。

自举驱动电路设计

在自举电路中很重要的一个器件是自举电容，利用电容两端电压不能突变，由于电容储能之后需要放电过程，这需要一定的时间所以电压不能突变，本质就是通过自举电容充放电来实现 MOSFET 栅源电压的抬升（电容电压和电源电压叠加，而使电压升高），例如下图能表述典型的自举原理。

基本运行原理

当 PWM 输出升高电平以开通主 MOSFET 时，电平位移晶体管关断。R1 支持基极电流流至图腾柱驱动电路的上 NPN 晶体管，然后主 MOSFET 开通。从自举电容器 C(BST) 中获取栅极电荷。当开关开通时，其源极摆动至正输入电压轨。自举二极管和晶体管阻止输入电压，驱动器的电源由自举电容器提供。在关断时，PWM 输出电平降低，并开通电平位移晶体管。

电流开始流入 R1 和 R2，流向接地点，然后图腾柱驱动器的低 PNP 晶体管开通。当主 MOSFET 的栅极放电时，漏源极电压升高，源极转换为低电平，从而开通整流器。在主开关关断时，自举电容器通过自举二极管重新充电至 V(DRV) 电平。此电流由接地参考电路的 C(DRV) 旁路电容器提供，并流经 D(BST)，C(BST) 和导电整流器元件，这就是自举技术的基本运行原理。

6. 栅极驱动器

N 沟道 MOSFET 自举电路的设计较为复杂，为了简化设计，专用 MOSFET 驱动器就派上用场了，驱动器接收低压控制信号，并将其转换为较高的足以驱动栅极的电压，所以驱动芯片的存在主要是为了开通 MOS 管，为了提供 MOS 管开通所需要的电压，需要自举升压电路。

该电路实际就是一个电荷泵，利用电荷泵将栅极电压推高到电源电压之上，驱动芯片的意义正是自举升压相关的一些电路。

电荷泵原理

看下面这个简化后的电路示意图，在第一个阶段，开关 S1 和 S2 关闭，而开关 S3 和 S4 打开，电容 C1 充电到输入电压。

在第二阶段，开关 S3 和 S4 关闭，而 S1 和 S2 打开。因为电容 C1 两端的电压不能立即改变，电源电压和电容电压串联变为输入电压的两倍（电容放电电压和电源电压叠加，从而使电压升高）。

驱动方式

第一种情况下，功率器件（开关）连接在负载与接地端之间，而负载则位于电源轨和开关之间，如下图。（注意这里的接地端称为 “公共端” 更恰当，因为并不存在实际的接地端，而是定义 0 V 点的公共电路点）。

第二种情况下，在互补的高压侧配置中，开关直接连接到电源轨，而负载则位于开关和接地端/公共端之间，如下图。

另一种广泛使用的拓扑是高压侧/低压侧配对，用于驱动桥式配置中连接的两个开关，如下图。

总结

(1) 从上述三个例子当中 MOSFET 驱动芯片会提供专用的管脚连接到 MOS 的栅极 G 和 源极 S 上。这是因为 MOS 管的导通需要控制极（G 极），而 G 极的电压是相对于 S 极的电压来控制的，如果 S 极没有接到 MOS 驱动芯片上，那么 G 极的电压就无法控制 MOS 管的导通，从而无法实现对负载的控制。

(2) MOS 根据电路设计可以置于电路低侧或高侧，当然不排除低侧和高侧都有，所以要根据实际应用选择高侧或低侧驱动器芯片，或高低侧驱动器芯片同时驱动高侧和低侧开关管。

7. 米勒平台

理想状态下，当 MOS 管处于开关状态时，开关波形应该和控制信号电压波形一样标准才对，可实际情况并不总如人意。

熟悉了 MOS 应该都知道，MOS 管 GS 和 GD 之间分别有一个等效电容，电容两端电压不能突变，因此当栅极加上一个开关信号时，本质上就是对这些电容进行充放电，来使 Vgs 电压达到导通和关闭的门限。

MOSFET 栅极 G 与 D 极存在极间电容 Cgd，G 极与 S 极存在极间电容 Cgs，当 G 极有高电平信号时，电容 Cgs 充电到门槛电压 4.5V 时，DS 极开始导通，D 极电平下降趋近于 0V，此过程电容 Cgd 开始充电，使 G 极电压在短时间内保持在4.5V。

如果使用示波器观察充电电压过程会发现电压上升的过程中会出现一个小台阶，即 MOS 管开启过程中 VGS 的电压上升台阶，这就是米勒效应，这个台阶也叫米勒平台。

8. 为什么存在开关损耗

从功耗的计算公式 $P=U\cdot I$ 来看，当 MOS 管完全导通或关闭时，我们可以近似认为 MOS 管的损耗为 0。而当 MOS 不完全导通或者开关信号边沿较缓时，MOS 电阻较大，MOS 管本身的损耗就会加大，会加重MOS管的发热，严重的会导致 MOS 管烧毁。

不完全导通存在于 MOS 开关过程，所以近似认为损耗仅存在于开关过程，该过程状态由未开通变转换为开通，状态改变的速度极快，在瞬态依旧会处于半开通状态，如果瞬态持续时间越长在该过程发热越大，看下如。

MOSFET 器件的开关速度取决于电荷载流子在半导体区域中传输所需的时间，功
率器件的典型值大约为 20-200 ps。

总结

最近为了了解 MOS 专门写了这两篇文章，从了解 MOS 原理到 MOS 驱动电路设计，花了不少时间，总算有些收获，顺便分享希望对需要的小伙伴们有些帮助，也让自己花费的时间能有一点点价值。

如果对 MOS 管特性/原理还不熟悉的小伙伴可以看看上一篇文章：详细了解 MOSFET 晶体管