一、DCDC开关电源原理

（1）BUCK降压

状态一:当S1闭合时，输入的能量从电容 C1，通过 S1—>电感器 L1—>电容器 C2—>负载 RL供电，此时电感器 L1 同时也在储存能量，可以得到加在 L1上的电压为: Vin-Vo=L*di/dton。

状态二:当 S2 关断时，能量不再是从输入端获得，而是通过续流回路，从电感器 L1 存储的能量—>电容 C2—>负载 RL—>二极管 D1，此时可得式子: L*di/dtoof= Vo，最后我们可以得出 Vo/Vin=D，而 Vo 永远是小于 Vin 的，因为占空比 D≤1。

各个件的作用:

• 输入电容器(C1) 用于使输入电压平稳；
• 输出电容器(C2) 负责使输出电压平稳；
• 位二极管(D1) 在开关开路时为电感器提供一条电流通路；
• 电感器(L1) 用于存储即将传送至负载的能量；

（2）BOOST升压

下图是升压转换器(Boost)的拓扑结构，电感 L是一个储能元件，当开关管导通的时候，输入的电压对电感充电，形成的回路是:输入 Vi—>电感L—>开关管 Q；当开关管关断时，输入的能量和电感能量一起向输出提供能量，形成的回路是:输入 Vi—>电感L—>二极管 D—>电容 C—>负载 RL，因此这时候输出的电压肯定就比输入的电压高，从而实现升压。

（3）BUCK-BOOST极性反转升降压型

状态一: 开关管开通，二极管 D 反向截止，电感器储能，电流回路为: 输入 Vin —>开关管 Q—>电感器 L;
状态二: 开关管关断，二极管 D 正向导通续流，电流回路为:电感器 —>电容 C—>负载 RL—>二极管 D；

根据公式 Vo=VinxD/(1-D) 中知道，当D=0.5时，Vo=Vin:当D<0.5时，Vo<Vin（降压）;当D>0.5时，Vo>Vin（升压）。这种拓扑结构我们很容易得到了负向的电压，当某些场合不想用隔离变压器拉抽头的方式的时候我们可以用这种方式来实现负电压。

二、重要传输

1、同步与非同步

同步是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高 DC/DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFET 属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率 MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

（1）同步的优缺点

①MOSFET具有较的电压降

在 MOSFES 的参数中有一个很重要的参数那就是MOSFES 的导通电阻 Rds_on ，一般情况MOSFES 的导通电阻 Rds_on 是非常小的。一般都为毫欧级别，所以 MOSFES 在导通之后的压降非常比较低的。

②效率高

在相同的条件下，一般的 MOS 管的导通电压降远运小于普通肖特基二极管的正向导通压降的，所以在电流不变的情况下，MOS 管的损耗功率是运运比二极管小的，所以说使用 MOS 管的效率会比使用二极管的效率会高。

③需要额外的控制电路

MOS 管需要驱动电路的，所以说同步的需要为 MOS 管额外添加一个控制电路，使得上下两个MOS 管能够同步，而非同步的二极管是自然整流的，所以不需要额外添加驱动控制电路，所以所先对非同步，同步的电路也会比较复杂。

④成本较高

由于一般相同 MOS的价格比二极管高，而且 MOS管还需要驱动电路，驱动 IC，所以在成本上同步的比非同步的制造成本相对会贵一些，生产的流程工艺也会复杂一些。

（2）非同步的优缺点

①在输出电流变化的情况下，极管的电压降相当恒定

当续流二极管正向导通时，输出电流变化，二极管的正向压降是恒定不变的，锗管的压降为 0.2-0.3V,硅管的压降为 0.7V。

②效率低

因为二极管的电压降恒定，所以当流过二极管的电流很大的时候，原本在二极管上很小的电压再乘以电流之后，输出的电压很低的时候，这时候的二极管的小电压降就占了很大的比重，它的消耗功率就很可观了，所以在大电流的时候效率就会减低了。

③比较便宜

大家都知道的二极管的价格肯定是比 MOS 的价格便宜的，这里说是可以是同等条件下的，大家都是用同一个衬底的情况下。

④可采用较高输出电压

在输入电压比较高的时候使用是比较好的，因为在输出电压高时，二极管的正向导通压价所占的比重就很小，对效率的影响就比较低，而且它的电路结构比较简单，不需要外加控制电路，生产的工艺流程也会比较简单。

2、效率
如果要求效率比较高，而成本高一点无所谓的话，那么必定是要选择的同步的。上面也提到了，MOS管损耗小，可以提高效率，但它也比较贵，成本也高。

3、隔离与非隔离

由于许多应用中都需要输入/输出隔离，所以基于 Buck、Boost、Buck-Boost 这三种拓扑推导出了其他的常用拓扑:反激式，正激式， 推挽式，半桥式， 全桥式。

• 隔离式变换器在输入和输出之间没有电流回路，原副边不同地；
• 变压器通过磁场将能量从初级耦合至次级隔离式变换器通常在需要提供初级至次级；
• 不同地，高可靠性、防雷、耐高压等，如隔离的医疗电源；
• 并非标准负载点电源(POL解决方案所常用；

优点：

• 保护人员、设备免遭感应在隔离另一端的危险瞬态电压损害；
• 去除隔离电路之间的接地环路以改善抗噪声能力；
• 在系统中轻松完成输出接线，而不与主接地发生冲突；

缺点：

• 体积较大，或同等体积的功率较小；

4、工作模式（Burst Mode-CCM）

①跳跃模式PWM

在轻负载时， PWM 转换器能自动切换至一种“低功耗”模式以最大限度地减少电池电流消耗，该模式有时被称为“ PFM”  但实际上是一个间歇式地接通和关断的固定频率。

根据左边和右边的波形我们可以看到，左边的是经典的 PWM 模式，右边的图是在轻载或者时的 PWM 跳跃模式的波形，跳跃模式中的 PWM 的频率降低，所以开关损耗减少了。如果我们从输出电压纹波来看的话，纹波是变大了，因为它这种模式下已经不是每个周期都调整 PWM，而是反馈信号到了窗口比较器的上限或者下限的时候才做出调整。

②电压控制模式

当输出电压增加时，反馈电压Vfb增加，而负反馈误差放大器的输出减少。因此，占空比减小。输出电压被拉回，使Vfb= Vref。只有一个控制环路来调节输出。这种方案称为电压模式控制。

③电流控制模式

电流模式控制使用两种反馈环路:类似于电压模式控制转换器控制环路的外电压环路，以及将电流信号馈送回控制环路的内电流环路。环路补偿简单，更快速地限制电流。

5、MOSFET选择要点

• IGSS表示栅极驱动漏电流，越小越好。
• VGS(th)表示的是MOS的开启电压。
• RDS(ON)表示MOS的导通电阻，通常导通电阻越小越好，其决定MOS的导通损耗，导通电阻越大损耗越大。

6、输入电压，输入电流，输出电压

7、功耗

8、纹波和噪声

9、上电时序

三、DCDC芯片引脚说明（TPS54331为例）

TPS54331数据手册链接：TPS54331 Datasheet(PDF) - Texas Instruments (alldatasheet.com)

参考电路

1、EN引脚电阻

EN 引脚具有一个内部提升电流源，当EN引脚浮动时可提供TPS54331运行的默认条件。

当 VIN 引脚电压降至内部 VIN UVLO 阈值以下时，该TPS54331被禁用。除非 VIN 大于 （VOUT + 2V），否则建议使用外部 VIN UVLO 来增加迟滞。要通过迟滞调节 VIN UVLO，请使用连接到 EN 引脚的外部电路。

一旦EN电压超过1.25V，就会增加额外的3uA迟滞。使用公式 可计算所需的 VIN UVLO 阈值电压所需的电阻值。VSTART是输入启动阈值电压，VSTOP是输入停止阈值电压，VEN是1.25V的使能阈值电压，VSTOP应始终大于 3.5V。

2、SS引脚/缓启动电容引脚

TPS54331有效地使用内部基准电压的较低电压或SS引脚电压作为馈入EROR放大器的电源基准电压，并相应地调节输出。SS 引脚接地上的电容器 （Css） 可实现较慢的静态时间。TPS54331具有一个 2uA 的内部提升电流源，该电流源对外部慢启动电容器进行调节，慢启动时间（10% 至 90%）的公式如下。Vref为0.8V，lss电流为2uA。

慢启动时间应设置在1ms至10ms之间，以确保良好的启动行为。起步缓慢电容器应不超过27nF。

软启动的设置。根据电压启动需要的次序设置几个电源模块的SS的电容。使其产生需要的上电次序。注意: 电容设置过大会造成电源启动过缓，出现CPU启动异常的现象。太小会出现电源启动不起来的情况。

3、输入电容

TPS54331需要一个输入去耦电容，根据不同的应用，需要一个大容量输入电容。去耦电容的典型推荐值为10uf。推荐使用高质量的陶瓷型号X5R或X7R。额定电压应大于最大输入电压。只要满足所有其他要求，就可以使用较小的值。此外，一些散装电容可能需要，特别是如果TPS54331电路不位于约2英寸从输入电压源。该电容的值并不重要，但应额定以处理最大输入电压，包括纹波电压，并应过滤输出，使输入纹波电压是可接受的。

该输入纹波电压公式如下表示，其中lout(MAX)为最大负载电流，fsw为开关频率，CBULK为大容量电容值，ESRmax为大容量电容的最大串联电阻。

输入电容近CBULK似计算公式：

最大RMS纹波电流也需要检查。在最坏的情况下。这可以用下面公式近似表示

同样重要的是要注意，实际输入电压纹波将受到与布局和电压源输出阻抗相关的寄生效应的极大影响。该电路的实际输入电压纹波显示在设计参数中，它大于计算值。所选的散装电容器和旁路电容器的额定电压均为50 V，纹波电流容量大于3a，两者都提供了充足的余量。在任何情况下都不能超过电压和电流的最大额定值。

4、输出电感

需要为输出滤波器选择两个组件L1 和 C2。由于TPS54331是外部的补偿装置，可以支持各种滤波器组件类型和值。

• 感值高 - 纹波电流小；
• 感值低 - 纹波电流大；
• 纹波电流是决定磁芯损耗的要素；
• 减少功率电感损耗的重要参数不仅包括开关频率，还包括纹波电流；

要计算输出电感的最小值，请使用公式 ：

Kind是表示电感纹波电流相对于最大输出电流的量的系数，一般情况下，该值由设计者自行决定;但是，可以使用以下指导方针。对于使用低ESR输出电容器(如陶瓷)的设计，可以使用高达Kip = 0.3的值。当使用更高ESR输出电容时，Kind = 0.2产生更好的结果。

对于输出滤波器电感来说，重要的是不要超过RMS电流和饱和电流，RMS电感电流公式如下：

电感峰值电流公式如下：

只要满足其他设计要求，就可以根据设计人员希望允许的纹波电流的大小使用更小或更大的电感值。较大的电感值将具有较低的交流电流并导致较低的输出电压纹波，而较小的电感值将增加电流和输出电压纹波。一般来说，用于TPS54331的电感值在6.8 uH至47uH的范围内。

5、输出电容

输出电容的重要设计因素是直流额定电压、纹波电流额定值和等效串联电阻(ESR)。不能超过直流电压和纹波电流，ESR很重要，因为它与电感电流一起决定了输出纹波电压的大小。输出电容的实际值并不重要，但确实存在一些实际限制。考虑设计所需的闭环交叉频率与输出滤波器的LC角频率之间的关系。一般来说，保持闭环交叉频率小于开关频率的1/5是可取的。对于高开关频率，如本设计的570KHz频率，tps54331的内部电路限制将实际最大交叉频率限制在25 KHz左右。一般情况下，闭环交频应高于由负载阻抗和输出电容决定的转角频率。这限制了输出滤波器的最小电容值为：

其中Ro为输出负载阻抗(V/lo)， fco为期望的交叉频率。对于期望的最大交叉频率为25Khz，输出电容的最小值约为5.8uF。这可能不满足输出纹波电压的要求。输出纹波电压计算公式如下:

式中Nc为并联输出电容的个数。

输出电容的最大ESR由初始设计参数中规定的允许输出纹波量决定。输出纹波电压为电感纹波电流乘以输出滤波器的ESR，因此总输出RMS纹波电流公式如下：

选择的输出电容额定电压必须大于期望输出电压加上纹波电压的1/2。任何降额金额也必须包括在内。输出电容的最大有效值纹波电流由设计参数给出。

6、输出电压设置

TPS54331的输出电压是外部可调的，使用电阻分压器网络。参考电路中，该分频网络由R5和R6组成。输出电压与电阻分压器的关系如式如下:（Vref=0.8V）

过压保护设置（可查看第8点）：R6<=VSENSE/Ivsense=0.8V/10uA=80K

当使用标准值电阻器时，稍微增加或减少R5可以导致更紧密的输出电压匹配。零欧姆电阻R4提供了一个方便的地方修改控制回路稳定性测试。

7、过流保护和频移

TPS54331实现了电流模式控制，它使用COMP引脚电压一个周期一个周期地关断高侧场效应管。每个周期比较开关电流和COMP引脚电压，当电感电流峰值与COMP引脚电压相交时，高位开关关闭。在拉低输出电压的过流条件下，误差放大器通过驱动COMP引脚高来响应，导致开关电流增加，限制了输出电流。

TPS54331在短路期间提供强大的保护。在输出端短路时，输出电感有过流失控的可能。TPS54331通过降低开关频率来增加短路条件下的断开时间，从而解决了这个问题。开关频率除以2/8/4。2和1在VSENSE引脚上的电压从0V上升到0.8V。开关频率与VSENSE引脚电压的关系如下。

8、过压保护（VSENCE=0.8V/Fsw=570kHZ）

TPS54331集成了过压瞬态保护(OVTP)电路，在从输出故障条件或强卸载瞬态恢复时最大限度地减少输出电压过调。OVTP电路包括一个过电压比较器，用于比较VSENSE引脚电压和内部阈值。当VSENSE电压高于109% x Vref时，高侧MOSFET将被迫关闭。当VSENSE引脚电压降至107% x Vref以下时，高侧MOSFET将再次启用。

输出电压设置电阻R6<=VSENSE/Ivsense=0.8V/10uA=80K（R6阻值必须小于80K）

9、剪切频率要高于由负载阻抗和输出电容确定的角频率

考虑设计所需的闭环交叉频率与输出滤波器的LC角频率之间的关系。一般来说，保持闭环交叉频率小于开关频率的1/5。对于高开关频率，如本设计的570kHz频率，tps54331的内部电路限制将实际最大交叉频率限制在25 kHz左右。一般情况下，闭环交频应高于由负载阻抗和输出电容决定的转角频率。这限制了输出滤波器的最小电容值为：

其中Ro为输出负载阻抗(V/lo)， fco为期望的交叉频率。对于期望的最大交叉25khz，输出电容的最小值约为5.8uF，这可能不满足输出纹波电压的要求。

10、续流二极管/肖特基二极管

TPS54331设计用于在PH和GND之间使用外部捕获二极管。所选二极管必须满足应用的绝对最大额定值:反向电压必须高于PH引脚的最大电压，即VINMAX + 0.5 V。峰值电流必须大于lOUTMAX加上电感器峰值电流的一半。为了提高效率，正向压降应该小。值得注意的是，捕获二极管导通时间通常比高侧场效应管导通时间长，因此注意二极管参数可以显著提高整体效率。此外，检查所选择的器件是否能够消除功率损耗。对于本设计，a二极管选用B340A，反向电压40v，正向电流3a，正向压降0.5 V。

11、环路设计/补偿组件

环路设计指标:剪切频率、相位裕量、增益裕量。

（1）剪切频率:有的文档上叫穿越频率，是指环路增益为0dB时对应的频率。剪切频率越高，响应速度越快，但更容易引起环路不稳定或振荡；剪切频率过低，则环路瞬态响应不够，可能导致输出电压异常。通常剪切频率设计为开关频率的1/10~1/20， 瞬态响应不足的系统往往其剪切频率低于10KHz，此时环路处于过度补偿的状态。

（2）瞬态响应:主要表征因负载变化而引起的输出电压变化，瞬态响应越差，则相同负载变化引起的输出电压变化越大。

（3）相位/增益裕量:相位裕量一一当环路增益为0时，对应的信号相位与“180”的差值；增益裕量一一当信号相位为“0”时，对应的负增益量。表征开关电源的稳定度，如相位裕量或(和) 增益裕量不够，则可能因温度、PCB布局布线以及器件个体差异等影响，使系统进入不稳定或振荡的状态。足够稳定的开关电源设计，一般应使相位裕量>=45°，增益裕量<=10dB。

补偿组件

与TPS54331一起使用的外部补偿允许广泛的输出滤波器配置。支持电容值和电介质类型的大范围。设计示例使用陶瓷x5r介电输出电容器，但支持其他类型。

TPS54331建议采用ii型补偿方案。选择补偿元件来设置输出滤波器元件所需的闭环交叉频率和相位裕度。i型补偿具有以下特点:一个直流增益元件，一个低频极和一个中频零极对。

直流增益公式如下：

设置低频极，使交叉频率处的增益等于调制器和输出滤波器增益的倒数。由于极点和零点关系所建立的关系，RZ计算公式如下:

已知RZ，则Cz和Cp计算如下:

参考电路中补偿组件设计