尽管E类放大器因为效率高很受欢迎，但是设计挑战也不会减少，也是需要进行一些设计权衡，这一困难是需要提前有准备的。

        本章包含E类功率放大器工作的基本理论；普遍使用的设计方程；随后，综合了一个接近理想的E类电路，并且使用基本的仿真模板对其进行仿真。在演示如何将这一理想的电路拓扑转换为更实际的电路。其中的分析是前面视频提到的概念和技术，可以在前面的文章找到。本章展示了一种设计E类功率放大器的好方法，并且为了验证这一说法，提供了针对自主开发的GaN模型和Cree的商用GaN MMIC的仿真结果。

        如何理解开关模式功率放大器的概念？和传统的工作方式完全不同，开关模式放大器会像开关通断那样使用晶体管。当开关闭合时，交流电流流入这个开关(如图一)；当开关打开时，电流会流入负载，并产生电压。理想情况下，这会生成非常方正的电压和电流波形，并且几乎没有重叠(如图二)。所以开关不会消耗什么功率并转换为热量。简单看这个放大器的效率很高，但是事实上最多只能得到大约81%的效率。这是因为很多功率损耗在谐波频率上，并没有在基波上传输(如图三)。

图一

图二

 图三

         那么如何改善功率损耗在谐波频率上，并没有在基波上传输这一现象呢？为了控制谐波，可以在输出端加上一个谐振器。电路对基波是短路的，而对所有的谐波是开路的。通过打开和关闭开关，使得正弦电流流经这个电路(如图四)，但是实际上仔细思考这是有问题的。因为开关闭合时，交流电流会从谐振器流入到开关，这是没有问题的(如图四)；但是当开关打开时，谐振器会试图从开关中汲取电流，来生成正弦波 。因为此时的开关是打开的，所以没有合适的电流返回路径。此时这一问题可以通过把电容器与开关并联来解决这个问题(如图五)。当开关打开时，电流经过电容器返回到谐振器，这样正弦电流波形将在开关与电容器之间来回流动(如图六)。 

图四

图五

图六

        可以更直观地来解释电路此时是如何工作的。每当电压和电流在同一时间点上存在时，必须确保开关耗散功率最小，尤其是在开关的开点和闭点上更应该如此。因为开关关闭时电势最大，会引起大电流消耗，所以此时的电压和电流最好都为零。当开关打开时，只有电压归零，电流不会流入开关，这种情况是可以接受的，这些都是进行电路时域分析的边界条件。在图七中，假设开关在0°闭合以及在180°开启，所以流经开关的电流其实是一个直流偏置正弦信号，这需要进行移相来确保满足开关闭合点上的耗散功率要求。在图八中，电路中放入一个串联电感。就可以实现部分的功耗要求。当开关打开时，流经开关的电压只是流经电容器的电压，电压是这一段时间内电流的积分。开关打开时，可以使得稳态电压为零；开关闭合时，可以使得电流为零。如果设计正确的化，这组波形的效率有可能达到100%，如图九。 

图七

图八

图九      

        实际上设计E类电路时，设计方程不是很容易找到。最初的设计假定有50%的占空比，通过简化手段给出了几个包含看似随机因素的方程。通过简单的分析也能知道电压和电流波动趋向于偏置的许多倍，这会给E类功率放大器的设计带来很大问题。电压和电流波动对设计的可靠性带来了挑战，因为这种信号将会超出器件的安全操作限制。 因为波动幅度很大程度上是取决于占空比的，所以一直使用50%占空比不是一个好主意。如图十。所以如何看待包含占空比的设计方程 ，这类方程已经使用很久了，但是并不严谨，且产生的数据通常用图形来表示。

图十

        ADS数据窗口中包含有一些非常实用的功能，即能够把通用设计方程放入数据显示窗口中，通过交互式的方法来设置E类电路综合，使得设计过程变得简单且节省时间。如图十一、十二。

图十一

图十二

        在图十二左侧输入器件的参数：最大电压和电流、拐点电压、内部寄生电容。使用下方滑块来设置性能指标：频率、直流电源电压、输出功率和导通角。基于以上，可以使用合成工具来对E类电路进行综合。右侧是生成的经过开关的E类电压和电流波形，然后根据可靠性约束进行分析。综合工具可以查看所有的导通角并且只返回那些满足可靠性要求的波形，然后记录导通角所在的位置 。电路的值与导通角的关系在底部已经绘制出来。可靠工作的有效范围位于游标间的导通角上。如果导通角不在游标内，表明信号超出了器件的安全工作限制。所以导通角应该在垂直可靠性游标的范围内。有时在任意导通角下甚至都不能实现E类工作状态。如果出现这种情况，那么游标会重叠在一起并且会给出警告信息，如图十三所示。

图十三

图十四

图十五

        接下来展示如何使用如图十四所示的电路。这一电路分享了自主开发的氮化镓模型，准备使用图十五中的模型进行功率放大器设计。其中给出了器件的绝对最大额定值漏源电压100V，最大交流电流是12.5A，最大直流电流是6A。现在对图十四进行仿真以产生DC-IV曲线，这里使用了一个实用工具来绘制一条负载线，如图十六。电源电压设置在40V时，可以轻松地设计一个B类功率放大器，得到大约96W地输出功率，且符合器件的最大额定值。

图十六

         在输入了器件的可靠性限制和固有电容值之后，使用滑块设置频率为1GHz，电源电压设置40V，输出功率为96W，如图十七。综合工具给出了能够使用的导通角范围，即黑色的垂直游标之间。这一范围很窄，大概是110°~120°，但是需要确保放大器可靠工作。导通角为180°时，器件会故障。相同条件下，现实中E类放大器难以达到B类放大器的输出功率，这就是达到高效率的代价。

图十七

        如果降低电源电压和输出功率要求，可以在新的设计窗口对功率放大器的设计加以删减。如图十八。现在导通角范围更大，但是绝对边界仍然时180°，所以最好将导通角设置在180°以下，现在设置为160°，如图十九。现在显示的是理想的E类电路，它的数值显示在图十九，接下来就是验证它。

图十八

图十九

        搭建一个仿真平台来验证图十九，如图二十。刚刚上面用了一个开关元件对晶体管进行建模，从综合工具调出电路值，在对电路进行谐波平衡仿真，来看仿真结果是不是符合。结果与预测波形非常吻合，如图二十一。实线是仿真结果，虚线是方程的预测波形。不同电路条件下的观察表明这一设计方程能够很好地预测大信号结果。根据前面完成地各项测试得出，理想的大信号仿真可以是实现99.9%地效率。        

图二十

图二十一

        现在设计真实地放大器，就是将理想器件转换为真实器件。首先查看电路中地开关拓扑，通过三角傅里叶分析仿真中地E类电压和电流波形，并把其分为谐波分量。左下角是复合电流波形，是基频、二次谐波、三次谐波等谐波的总和，如图二十二。E类电路真正重要的特点是，谐波会给电压和电流信号带来强大的推力，但也因此引发可靠性的问题，但是效率却很高。实际上E类网络设计只不过是在正确的谐波频率上提供了正确的阻抗来得到傅里叶分量，如图二十三。所以只要频域电路拓扑能够实现这点，就能够生成想要的时域波形。

图二十二

图二十三

        有许多电路拓扑可以做到这点。一般来说，只需要匹配前几个谐波就能得到非常接近理想的波形。但实际上对于功率放大器的仿真，应该保存大量的谐波来确保其可靠工作。图二十四是为氮化镓功率放大器综合生成的一个真实E类网络。电路拓扑的选择根据经验得来并且使用电路优化来匹配这几个阻抗。GaN-PA必须要考虑器件的寄生参数，才能在器件内部生成正确的波形，这对于效率来说是非常重要的。图二十四的E类电容一部分来自于器件的寄生电容，另一部分来自片式电容。之后使用键合线将芯片连接到外部电路上，并使用传输线完成剩下的匹配。接着设置仿真，使其自动导入验证测试台上的目标阻抗，如图二十五；为了实现优化目标，使用了优化控制器去调整电路的值，可以得到前三个谐波上的阻抗。

图二十四

图二十五

       图二十六是优化之前的初始仿真结果，目标用X表示，阻抗是偏离的。

图二十六

        图二十七十优化后的阻抗。可以看到非常接近目标阻抗，但是这还不够。

图二十七 

        图二十八就是输出阻抗部分。调整输入共轭匹配到50Ω，调整栅极偏置，这就降低了导通角。

图二十八

        图二十九就是GaN-PA的仿真结果。在输出端得到了将近90%的效率，功率和增益特征都很好，波形输出效率、直流电流与综合工具的预测结果十分匹配。二者唯一的不同可能就是电流中的谐波纹波，电压峰值要略高于预测值，如图三十。这些都和实际电路的实现方式有关，实际的电路是无法完美地建模理想网络。

图二十九

 图三十

         下面通过CREE的CGH6003D(GaN HEMT MMIC)模型展示另一组数据。用这一器件(包括焊线和传输线匹配)按照同样的设计流程设计了一个E类功率放大器。选用CREE的原因是提供了器件的寄生参数信息，支持访问内部电流源，如图三十一，这些都是E类功率放大器设计的关键。得到的结果和第一个示例同样出色，如图三十二。在G=15dB，Pout=24.8W，f=1GHz且VDS=28V条件下，得到了90%的效率。图三十三是功率放大器仿真与初始预测波形，以及E类综合工具得到的功率预测。除以上描述外，设计E类功率放大器仍然还有许多方面要考虑，例如耦合、稳定性和设计灵敏度，还有扩大带宽范围，最好的方法就是进行一次精确的负载牵引。  

图三十一

图三十二 

图三十三